Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Smetanova ulica 17 2000 Maribor, Slovenija Doktorska disertacija NAPREDNI 50 kva DVOSMERNI AKTIVNI TRIFAZNI IGBT AC/AC PRETVORNIK Z VISOKO PREKLOPNO FREKVENCO IN VISOKIM IZKORISTKOM Maribor, junij 2013 Avtor: mag. Jože Korelič, univ. dipl. inž. el. Mentor: red. prof. dr. Karel Jezernik
Avtor: Mentor: Naslov: Naslov v angleščini: mag. Jože Korelič, univ. dipl. inž. el. red. prof. dr. Karel Jezernik Napredni 50 kva dvosmerni aktivni trifazni IGBT AC/AC pretvornik z visoko preklopno frekvenco in visokim izkoristkom Advanced 50 kva three-phase bidirectional active IGBT AC/AC inverter with high switching frequency and high efficiency UDK: [621.382.3:681.586]:621.313.13(043) Ključne besede: IGBT tranzistorji, tranzistorski pretvorniki, prožilna vezja, elektromagnetna skladnost, elektromotorski pogoni Število strani: 96 Obdelava besedila: mag. Jože Korelič, univ. dipl. inž. el. Število izvodov: Lektoriranje: doc. dr. Darinka Verdonik, prof. slovenščine Kraj, mesec, leto: Maribor, junij 2013
ZAHVALA Zahvaljujem se mentorju red. prof. dr. Karlu Jezerniku za pomoč in vodenje pri opravljanju dela. Zahvala gre tudi red. prof. dr. Miru Milanoviču za strokovni pregled in sugestije pri oblikovanju vsebine. Hvala Jožetu Harniku in doc. dr. Miranu Rodiču za pomoč pri izvedbi regulacijskih algoritmov in simulacijiskih modelov, da sem zastavljene naloge lahko uspešno opravil. Prav tako se zahvaljujem vsem sodelavcem Inštituta za robotiko za nesebično pomoč pri delu v laboratoriju. Posebna zahvala gre podjetju Kolektor Idrija in njenim sodelavcem, ki so s svojim prispevkom omogočili izdelavo pretvornika.
Napredni 50 kva dvosmerni aktivni trifazni IGBT AC/AC pretvornik z visoko preklopno frekvenco in visokim izkoristkom Ključne besede: IGBT tranzistorji, tranzistorski pretvorniki, prožilna vezja, elektromagnetna skladnost, elektromotorski pogoni UDK: [621.382.3:681.586]:621.313.13(043) Povzetek Delo uvodoma opisuje znane izvedbe pretvornikov s korekcijo faktorja moči za enosmerni in dvosmerni pretok energije. Prikazane so tipične izvedbe ter poudarjene dobre in slabe lastnosti posamezne izvedbe. Nato so predstavljeni parametri in pogoji za napredno izvedbo pretvornika. Postavi se teza, da je potrebno za napredno izvedbo poseči tako v strojno opremo kot programsko opremo. V nadaljevanju je predstavljeno delovanje izbrane konfiguracije aktivnega usmernika. Predstavljen je način vodenja aktivnega usmernika in simulacijska shema z regulacijo napetosti enosmerne zbiralke s poudarkom na optimiranju vhodnih dušilk in kondenzatorske baterije enosmerne zbiralke. Simulacijski model v okolju MATLAB/Simulink služi kot orodje za oceno obremenitve in izbor komponent ter verifikacijo stabilnega delovanja regulacijskih algoritmov. Podrobno je predstavljen eksperimentalni model sistema trifaznega aktivnega dvosmernega usmernika in pretvornika za štirikvadrantno vodenja trifaznega izmeničnega motorja ter prikazan način izvedbe za dosego boljšega izkoristka, povišanje stikalne frekvence, znižanje vplivov na okolje in učinkovitejše hlajenje. Predstavljen je mikrokrmilniški modul s pomočjo katerega se je izvajalo testiranje. V zadnjem delu so predstavljeni rezultati meritev na simulacijskem in eksperimentalnem modelu. Analiza rezultatov zajema oceno doseganja napovedanih lastnosti in morebitna odstopanja ter sugestije za nadaljnje izboljšave.
Advanced 50 kva three-phase bidirectional active IGBT AC/AC inverter with high switching frequency and high efficiency Key words: IGBT transistors, transistor inverters, driver circuits, elcetromagnetic compatibility, motor drives UDK: [621.382.3:681.586]:621.313.13(043) Abstract Typical power factor correction system configurations for unidirectional and bidirectional power flow are presented. Benefits and drawbacks of presented configurations are presented. Necessary elements for safe and reliable operation are described. Parameters and limitations for advanced system construction are estimated and a chosen configuration is presented. For component stress evaluation, dimension estimation and selection, reliable and stabile system operation, a simulation with MATLAB/Simulink model is performed. The thesis follows the development of a three phase active frontend rectifier with power factor correction, and three phase inverter integrated power system, from the simulation stage to the realisation of the power and control hardware and stability modelling. A compact hardware demonstrator is presented. A method for switch number transition minimisation is presented and evaluated. Together with embedded sensors for electric and nonelectric signals, a microcontroller with specific software and communication with the master system for safe and reliable operation is designed. Simulation and experimental results of the proposed system are given.
Uporabljeni simboli u abc,, omrežne fazne napetosti u s napetost vira u dc trenutna vrednost napetosti enosmerne zbiralke i abc,, omrežni fazni tokovi i, i realna in imaginarna komponenta toka v rotirajočem koordinatnem sistemu d q i, i transformirana realna in imaginarna komponenta toka a b električna kotna hitrost fazni kot med napetostjo in tokom osnovnega harmonika k d k faktor oblike faktor premaknitve P S Q U delovna moč navidezna moč jalova (reaktivna) moč enosmerna napetost u dc napetost enosmerne zbiralke ˆ U P dc T S T ON T OFF I C U CE amplituda fazne napetosti delovna moč na enosmerni zbiralki čas tipanja čas vklopljenega stanja čas izklopljenega stanja kolektorski tok tranzistorja napetost med kolektorjem in emiterjem tranzistorja U CEsat saturacijska napetost tranzistorja E, E sproščena energija enega vklopa in izklopa tranzistorja on off T j T c T h T a temperatura spoja polprevodnika temperatura ohišja tranzistorja (ali modula) temperatura hladilnega telesa temperatura okolice
T jmax T joper R thjc R thcs λ paste najvišja temperatura spoja polprevodnika delovna temperatura spoja polprevodnika prehodna upornost spoj-ohišje prehodna upornost ohišje-okolica toplotna prevodnost paste Z th. termična impedanca L CM L DM C C CM C DM induktivnost dušilke filtra za sofazne motnje induktivnost dušilke filtra za diferenčne motnje kapacitivnost kondenzatorja na enosmerni zbiralki kapacitivnost kondenzatorja filtra za sofazne motnje kapacitivnost kondenzatorja filtra za diferenčne motnje kot magnetnega sklepa trajnega magneta ˆ u m u ˆs ocenjeni kot magnetnega sklepa merjena omrežna napetost ocenjena vrednost omrežne napetosti D prevajalno razmerje u equ ekvivalentno vodenje e u s regulacijski pogrešek napetostni vektor pogrešek u, u transformirane fazne napetosti sa sb V k napetostni vektorji
Uporabljene kratice AC DC ECA EMC EMI ESL ESR FOC FSM FPGA IGBT IPMSM MKP MOSFET PF PFC PLL PMSM PŠM SMC THD TFM USB VSS alternating current direct current event condition action electromagnetic comptibility electromagnetic interference equivalent series inductance equivalent series resistance field oriented control finite state machine field programmable gate array insulated gate bipolar transistor interior permanent magnet synchronous motor metallised polypropylene film capacitors metal oxide semiconductor field effect transistor power factor power factor control phase locked loop permanent magnet synchronous motor pulzno širinska modulacija sliding mode control total harmonic distorsion transverse flux motor universal serial bus variable structure systems
KAZALO KAZALO SLIK... I KAZALO TABEL... V 1 UVOD... 1 2 TRIFAZNI PRETVORNIKI ZA DVOSMERNI PRETOK ENERGIJE... 4 2.1 Znane izvedbe, prednosti in slabosti... 6 2.1.1 Enosmerni usmerniški sistemi s korekcijo faktorja moči:... 6 2.1.2 Dvosmerni usmerniški sistemi s korekcijo faktorja moči:... 10 2.2 Napredna izvedba pretvornika... 14 3 SISTEM AKTIVNEGA USMERNIKA/RAZSMERNIKA... 21 3.1 Analiza delovanja... 22 3.2 Vodenje aktivnega usmernika... 24 3.3 Določanje transformacijskega kota omrežne napetosti... 25 3.4 Upoštevanje harmonskih komponent v omrežni napetosti... 28 3.5 Vpliv harmonikov v omrežni napetosti na delovanje aktivnega usmernika... 29 3.6 Termični model, modeliranje aktivnih komponent... 32 3.7 Simulacijski model aktivnega usmernika... 38 3.7.1 Načrtovanje FSM regulatorja... 39 3.8 Analiza in vodenje sistema... 40 3.9 Regulacija enosmerne napetosti zbiralke... 46
3.10 Faktor moči... 47 3.11 Rezultati... 48 4 IZVEDBA EKSPERIMENTALNEGA MODELA... 52 4.1 Izvedba močnostnega dela... 58 4.2 Proženje, zaščitne funkcije in senzorji... 65 4.3 Mikrokrmilnik Freescale MPC5604P... 72 4.4 Prikaz rezultatov... 75 4.5 Simulacijski model PFC in pretvornika za vodenje motorjev... 76 4.6 Simulacijski model PMSM... 77 4.7 Vodenje PFC... 79 4.8 Vodenje PMSM... 84 4.9 Simulacijski rezultati vodenja PMSM z uporabo PFC... 86 4.10 Meritve na laboratorijskem modelu... 90 5 ZAKLJUČEK... 94 6 LITERATURA... 96
KAZALO SLIK Slika 2.1: Pretvornik navzdol.... 6 Slika 2.2: Pretvornik navzgor... 7 Slika 2.3: Pretvornik navzdol/navzgor... 7 Slika 2.4: Pretvornik navzdol... 8 Slika 2.5: Pretvornik navzgor... 8 Slika 2.6: Trinivojski pretvornik navzgor (Vienna)... 9 Slika 2.7: Tokovno voden pretvornik brez kondenzatorjev (napetostno nereguliran izhod)... 9 Slika 2.8: Pretvornik navzdol/navzgor (back/boost)... 10 Slika 2.9: Pretvornik navzgor razširitev območja... 10 Slika 2.10: Trinivojski pretvornik navzgor razširitev območja... 11 Slika 2.11: Trinivojski pretvornik navzgor aktivno vodenje nevtralne točke... 11 Slika 2.12: Trinivojski pretvorniki navzgor brez dostopne srednje točke izhoda... 12 Slika 2.13: Dvonivojski pretvorniki navzdol razširitev z dodatnimi šestimi stikali ali obračalnikom enosmerne zbiralke... 12 Slika 2.14: Sistem aktivni usmernik razsmernik, simetrično trifazno omrežje... 15 Slika 2.15: Časovni potek izmerjene omrežne napetosti s harmonsko analizo... 16 Slika 2.16: DC/DC funkcionalno ekvivalentno vezje... 17 Slika 2.17: Tipično vezje vhodnega filtra... 20 Slika 3.1: Pretvorniški sistem aktivni usmernik/motorski razsmernik... 21 Slika 3.2: Shema aktivnega usmernika... 22 Slika 3.3: Blokovna shema vodenja aktivnega usmernika... 24 Slika 3.4: Blokovna shema ocenjevalnika omrežne napetosti in kota... 25 Slika 3.5: Blokovna shema opazovalnika omrežne napetosti in kota... 26 I
Slika 3.6: Blokovna shema trifaznega PLL ocenjevalnika kota omrežne napetosti... 27 Slika 3.7: Blokovna shema opazovalnika navideznega magnetnega sklepa... 27 Slika 3.8: Razdelitev skupnih toplotnih izgub... 32 Slika 3.9: Primer določitve temperature spoja za stacionarno stanje... 35 Slika 3.10: Profil periodične preobremenitve... 36 Slika 3.11: Statorska napetost u ( V ) trifaznega pretvornika.... 40 s k Slika 3.12: Napetost u ( V ) znotraj S uj napetostnega sektorja, j =1,,6.... 40 s k Slika 3.13: Konfiguracija sistema pretvornika navzgor... 41 Slika 3.14: Vmesnik za izbiro napetostnega vektorja... 45 Slika 3.15: PLL filter drugega reda... 45 Slika 3.16: Filtriranje aktivnih napetostnih vektorjev.... 46 Slika 3.17: Regulacijska shema.... 47 Slika 3.18: Odziv regulatorja na spremembo bremena in reference napetosti... 49 Slika 3.19: Odziv regulatorja na spremembo bremena in reference napetosti s harmoniki v mreži... 49 Slika 3.20: Izsek odziva in primerjava vpliva višjih harmonikov v mreži... 50 Slika 3.21: Primerjava histereznega in regulacijskega algoritma s tabelo prehajanja stanj... 51 Slika 4.1: Vezava sistema z dodanimi senzorji in vklopnim vezjem... 53 Slika 4.2: a) Izvedba vhodne dušilke in b) kondenzatorske baterije... 54 Slika 4.3: Induktivnost in izgubna moč dušilke pri spremenljivi frekvenci in toku... 54 Slika 4.4: Izvleček podatkov za kondenzator iz kataloga proizvajalca [17]... 55 Slika 4.5: Pritrditev kondenzatorske baterije... 56 Slika 4.6: Vhodni podatki usmernik in izračunane izgube IGBT modula... 59 Slika 4.7: Segrevanje usmernik pri nazivni in spremenljivi obremenitvi... 60 Slika 4.8: Vhodni podatki razsmernik in izračunane izgube IGBT modula... 61 II
Slika 4.9: Segrevanje razsmernik pri nazivni in spremenljivi obremenitvi... 62 Slika 4.10: Izvedba toplotnega izmenjevalnika... 64 Slika 4.11: Blokovna shema proženja... 65 Slika 4.12: Prožilna stopnja za eno veja mostiča... 67 Slika 4.13: Tiskano vezje prožilne stopnje... 68 Slika 4.14: Napajanje prožilne stopnje... 69 Slika 4.15: Merilnik napetosti... 70 Slika 4.16: Tiskano vezje merilnika napetosti... 71 Slika 4.17: Merilnik toka... 71 Slika 4.18: Povezovalni modul... 72 Slika 4.19: Blokovna shema in tiskano vezje mikrokrmilnika... 73 Slika 4.20: Sestavljen sistem in dušilke z vklopnim vezjem... 74 Slika 4.21: Rotor in stator PMSM... 75 Slika 4.22: Model pretvornika... 76 Slika 4.23: Model modulatorja in proženja... 76 Slika 4.24: Model ene veje pretvornika z uporabo diskretnih elementov... 77 Slika 4.25: Model PMSM za SimPowerSystem... 77 Slika 4.26: Model PMSM v koordinatah rotorskega polja... 78 Slika 4.27: Nastavitev parametrov sistema... 78 Slika 4.28: Kazalčni diagram usmernika... 79 Slika 4.29: Princip vektorskega vodenja... 82 Slika 4.30: Algoritem vektorskega vodenja s kompenzacijo sklopljenosti... 82 Slika 4.31: Blokovna shema vodenja PMSM... 84 Slika 4.32: Blokovna shema vodenja PMSM s kompenzacijo sklopljenosti... 85 Slika 4.33: Blok IPMSM decouple... 85 Slika 4.34: Nastavitev parametrov sistema (motorja in pretvornika)... 86 III
Slika 4.35: Model vodenja PMSM z uporabo PFC... 87 Slika 4.36: Vodenje PMSM z uporabo PFC fazni tokovi in napetost usmernika... 88 Slika 4.37: Napetost enosmerne zbiralke v odvisnosti od obremenitve... 88 Slika 4.38: Fazne napetosti in tokovi motorja... 89 Slika 4.39: Navor motorja... 89 Slika 4.40: Hitrost motorja... 90 Slika 4.41: Laboratorijski model merilno mesto... 91 Slika 4.42: Grafični vmesnik... 91 Slika 4.43: Zagon aktivnega usmernika... 92 Slika 4.44: Zagon aktivnega usmernika detajl... 92 Slika 4.45: Test aktiviranja prenapetostne zaščite... 93 Slika 4.45: Vklop razsmernika iz pasivnega v aktivno stanje mirovanja... 93 IV
KAZALO TABEL Tabela 2.1: Primerjava termičnih lastnosti različnih tipov modulov[18],[20].... 19 Tabela 4.1: Osnovni projektni podatki... 52 Tabela 4.2: Izvleček karakterističnih vrednosti IGBT modula [18]... 63 Tabela 4.3: Parametri pretvornika... 83 Tabela 4.4: Parametri motorja... 86 V
Napredni 50 kva dvosmerni aktivni trifazni IGBT AC/AC pretvornik z visoko preklopno frekvenco in visokim izkoristkom 1 Uvod Danes je na praktično vseh področjih pomembno vprašanje kako privarčevati energijo, ki jo potrebujemo za izvajanje zahtevanih nalog. Kakor je to pomembo v vsakdanjem življenju za ogrevanje in hlajenje, velja tudi na področju električnih pogonov. V proizvodnji se brez njih praktično nič več ne da proizvajati. Vse več pogonov za delovanje zahteva spremenljivo hitrost vrtenja. Za to uporabljajo pretvornike moči, ki so vezani med omrežje in motor. Zelo pomembno je kako razpoložljivi vir izkoriščajo in ali morda ob svojem delovanju ne povzročajo tudi neželenih stranskih učinkov. Med te neželene učinke štejemo predvsem višjeharmonske komponente tokov in napetosti, fazne zamike med tokovi in napetostmi ter generirane konduktivne in sevalne motnje. Zelo zaželeno je tudi, da za svoje delovanje porabijo čim manj energije oziroma da se čim več energije prenese na breme in kolikor mogoče malo pretvori v toploto. Izkoristek pretvornika je v največji meri odvisen od izgub stikalnih elementov, energije, ki jo porabimo za proženje le-teh, izgub na vseh tokovodnikih za močnostne povezave, dušilkah in kondezatorjih pretvornika ter morebitnih pripenjalnikih in ostalih zaščitnih elementih pretvornika. Če podrobneje pogledamo lastnosti IGBT tranzistorja, lahko izgube ločimo na prevodne in preklopne izgube močnostnega kroga ter izgube krmilnega kroga. Hitro lahko ugotovimo, da so izgube krmilnega kroga bistveno nižje od ostalih. Medtem, ko so prevodne in zaporne izgube v znani delovni točki v veliki meri konstantne in odvisne predvsem od temperature kristala, pa so preklopne izgube funkcija stikalne frekvence, načina proženja in zunanjih elementov, ki lahko določajo strmino toka in napetosti med preklapljanjem. Ne smemo pa pozabiti na dejstvo, da oba kroga vplivata drug na drugega in so tako tudi izgube odvisne od te interakcije. Z nižanjem stikalne frekvence lahko zelo uspešno nižamo preklopne izgube, medtem pa za znižanje valovitosti toka ter velikosti dušilk in kondenzatorjev želimo čim višjo stikalno frekvenco. 1
Energija, ki jo potrebujemo za proženje tranzistorjev je bistveno nižja od tiste, ki jo izgubimo na močnostnem krogu. Kljub temu pa moramo za optimalno in zanesljivo delovanje krmilnemu delu posvetiti veliko pozornost, saj poleg osnovne naloge to vezje opravlja tudi nalogo zaščite IGBT tranzistorja, galvanske ločitve signalov in prilagoditve na napetostne nivoje mikrokrmilnika. Zunanje povezave, ki jih moramo narediti med močnostnimi elementi, niso samo vodniki, ki zagotavljajo galvansko povezavo med njimi. Zaradi delovanja pri visokih preklopnih frekvencah jih moramo obravnavati kot kompleksne elemente z vsemi neželenimi lastnostmi, saj nam na koncu le-te določajo lastnosti izdelka. S pravilno izbiro materialov in mehansko izvedbo lahko bistveno vplivamo tudi na ostale parametre, npr.: tokovno obremenljivost, velikost napetostnih obremenitev elementov, stikalno frekvenco, velikost motenj, ki se generirajo, če omenimo le nekatere. Prevodne in sevalne motnje so neželen in neločljiv element vsakega pretvornika, zato jih moramo omejiti kolikor se le da, vsekakor pa pod mejo, ki jo določajo predpisi in standardi. Onesnaževanje okolja s temi motnjami lahko uspešno omejujemo z mehansko izvedbo povezav in izbiro kvalitetnejših elementov pretvornika. Z vgradnjo dodatnih elementov in vezij za omejevanje strmine preklopov, prenihajev napetosti in filtrov lahko še znižamo te motilne signale, vendar na škodo slabšega izkoristka in višje končne cene. Smemo postaviti tezo, da je mogoče na podlagi teoretične analize iznajti postopek, ki bo zmanjšal potrebo po fizičnih in električnih velikosti pasivnih komponent. Napredno načrtovanje tiskanih vezij in mehanske konstrukcije, izvedba zbiralk in hladilnih teles bo omogočilo potrditev postavljene teze. Z vpeljanjem ECA pravil za izvedbo proženja in regulacijskih algoritmov za znižanje števila potrebnih preklopov, se verjetnost potrditve teze povečuje. V nalogi bo potrjeno povečanje izkoristka, zmanjšanje števila in velikosti uporabljenih komponent ter znižanje negativnega vpliva na okolje. Predlagana izvedba bo pomenila kvalitetni napredek pri gradnji primerljivih pretvornikov uporabljenih za izvedbo industrijskih reguliranih motorskih pogonov in v vozilih za transport ljudi in blaga. V drugem poglavju so predstavljene znane izvedbe pretvornikov z IGBT tranzistorji za korekcijo faktorja moči. Prikazane so izvedbe za enosmerni in dvosmerni pretok energije in način prehoda iz prve v drugo razširjeno izvedbo. Nato je predlagana 2
napredna izvedba aktivnega usmernika in razsmernika, ki omogočata aktivno vodenje faktorja moči in smeri pretoka energije usmernika ter sinusno oblikovanje izhodnega toka razsmernika. V nadaljevanju je podana analiza delovanja aktivnega usmernika z vplivom višjih harmonikov v mreži na delovanje usmernika. Prikazan je termični model in postopek modeliranja aktivnih komponent. Simulacijski model aktivnega usmernika omogoča lažje dimenzioniranje komponent in hitro prilagajanje spremenjenim zahtevam in pogojem delovanja. Prikazana je metoda za zniževanje števila potrebnih preklopov z uporabo ECA pravil. Simulacijski rezultati dajejo vpogled v delovanje in potrditev postavljenih tez. Četrto poglavje podaja izvedbo eksperimentalnega modela s podrobnim prikazom dimenzioniranja komponent in izvedbo močnostnega dela. Poudarek je na izvedbi proženja ter razširitvi izvedbe z vpeljavo zaščitnih funkcij in vezij ter merilnih senzorjev. Izbran mikrokrmilnik je vgrajen na ločen modul in ga je v primeru spremenjenih zahtev lahko nadgraditi, oziroma zamenjati z ustreznim cenejšim, manj zahtevnim, ali naprednejšim ob povečanih zahtevah. Prikazana je posebnost načrtovanja tiskanih vezij za izvedbo močnostnih povezav in vezij merilnih modulov, prožilnega modula, mikrokrmilnika in napajanja. Nadalje je izvedena simulacija celotnega sistema za evalvacijo delovanja in izvedbe regulacije vhodnih tokov, napetosti enosmerne zbiralke in hitrosti izmeničnega motorja. Podani so rezultati laboratorijskih meritev delovanja sistema. V zaključku je podan povzetek dela z analizo dobljenih rezultatov in potrditvijo postavljenih tez in podan prispevek k znanosti. 3
2 Trifazni pretvorniki za dvosmerni pretok energije Znane izvedbe pretvornikov z IGBT tranzistorji [1],[2],[3],[8],[9],[30] so največkrat izvedene z uporabo ločenih blokov, npr. razsmernik je ena enota, usmernik druga, vhodni filter tretja in podobno. Pri taki izvedbi se nujno pojavi mnogo elementov potrebnih za povezave in mnogo elementov se po svoji funkciji pojavlja večkrat. Prav tako je pri mehanski izvedbi uporabljenih več mehanskih elementov za gradnjo nosilnih elementov in ohišja. Kompaktna izvedba, ki združuje aktivni usmernik in razsmernik, omogoča doseganje visoke gostote moči na uporabljen prostor, izvedbo zelo kratkih povezav in optimalno izbiro aktivnih in pasivnih komponent. Uporaba naprednih polvodniških elementov [18],[20],[22],[23] in kvalitetnih nizkoizgubnih in frekvenčno zmogljivih kondenzatorjev [17] za izvedbo enosmerne zbiralke dovoljuje delovanje z visokimi preklopnimi frekvencami, ki do sedaj niso bile možne [12]. Odprava elektrolitskih kondenzatorjev v enosmerni zbiralki omogoča delovanje pri bistveno višji temperaturi elementov. Ker polvodniški elementi omogočajo delovanje pri relativno visoki temperaturi spoja kristala do 160 C, je sedaj glavna ovira omejitev najvišja temperatura delovanja kondenzatorjev, odvisno od tipa kondenzatorjev od 85 C do 105 C. Z zvišanjem te omejitve se odpirajo nove možnosti za gradnjo pretvornikov. Ker stikalni elementi omogočajo hitro preklapljanje, je s povečanjem stikalne frekvence tudi dimenzija vhodnih filtrskih dušilk lahko manjša. Tako lahko znižamo toplotne izgube dušilk, manjša je tudi valovitost vhodnih tokov in posledično manjše generirane motnje. Vhodne dušilke, potrebne za delovanje usmernika, so običajno del kompleksnejšega vhodnega filtra, ki je potreben, da vzdržujemo nivo prevajalnih motenj pod predpisanim. Višja kot je stikalna frekvenca, manjši so lahko elementi tega filtra, kar ugodno vpliva na dimenzijo in skupni izkoristek. Razsmerniški (motorski) pretvornik opravlja nalogo vodenja motorja za opravljanje zadane naloge. Naloga je seveda odvisna od objekta, v katerega je motor vgrajen. Nekateri objekti, na primer črpalke, ne potrebujejo aktivnega zaviranja ali reverziranja, mnogi drugi, na primer dvigala, žerjavi, transporterji različnih izvedb, obdelovalni stroji, vozila, pa brez 4
aktivnega zaviranja in (ali) reverziranja svoje naloge ne morejo uspešno opraviti. Pretok energije med virom in bremenom je v teh primerih dvosmeren, koliko energije pa se bo pri tem "izgubilo" (pretvorilo v nekoristno toplotno energijo), je v veliki meri odvisno od pretvornika, ki je vgrajen med vir in breme. Višek energije pa želimo uporabiti tako, da izboljšamo ali pomagamo vzdrževati kvaliteto energije vira in povečati količino razpoložljive energije. Tako lahko hitro ugotovimo, da je poleg uspešno opravljene zadane naloge potrebno zadostiti tudi drugim zahtevam, kot so vodenje pretoka energije in (ali) vzdrževanje faktorja moči, ohranjati motnje pod določeno mejo, zagotavljati delovanje znotraj varnih meja in zmajšati izpade delovanja na najnižjo možno mejo. 5
2.1 Znane izvedbe, prednosti in slabosti Pretvorniški sistem lahko gledamo ločeno kot dva sistema, usmernik in razsmernik, ter ju tudi tako obravnavamo, lahko pa sta oba med sabo tako povezana, da ju zaradi tega ne moremo ločeno obravnavati. Usmerniški sistemi, če se omejimo samo na tiste predstavnike, ki omogočajo korekcijo faktorja moči, se v osnovi delijo na dve skupini: na tiste z enosmernim in tiste z dvosmernim pretokom energije. Poleg tega nas zaradi izvedbe našega elektroenergetskega omrežja zanimajo le trifazne izvedbe. Mnogokrat se pokaže, da eno- ali večfazne izvedbe lahko s poenostavitvijo ali razširitvijo izpeljemo iz trifazne. Izvedbe, ki omogočajo dvosmerni pretok energije, so pogosto le izpeljane iz enosmernih usmerniških sistemov [2]-[9],[13]. Poglejmo si nekaj značilnih predstavnikov. 2.1.1 Enosmerni usmerniški sistemi s korekcijo faktorja moči: A) Nesinusna oblika vhodnega toka u s L udc u s i s L i u dc C R C R Slika 2.1: Pretvornik navzdol. a) b) Pretvornik je izpeljanka standardnega pretvornika navzdol s trifaznim diodnim usmernikom in enim stikalom (slika 2.1a). Izhodna napetost u dc je nastavljiva v območju 0u 3/2 ˆ dc U, pri tem je Uˆ amplituda fazne napetosti vira u s. Vhodni tok v tem primeru nima zvezne oblike. Če stikalo prestavimo pred diode, lahko eliminiramo nično diodo (slika 2.1b). Tok i s je možno oblikovati samo za pozitivne vrednosti vhodne napetosti. 6
u s L i sw udc u s i s L u dc C R C R i Slika 2.2: Pretvornik navzgor a) b) Pretvornik je izpeljanka standardnega pretvornika navzgor s trifaznim diodnim usmernikom in enim stikalom (slika 2.2a). Izhodna napetost je nastavljiva v območju Uˆ u Umax, pri tem je U ˆ amplituda fazne napetosti vira u s, 3 dc U max pa najvišja izhodna napetost, določena z največjim vhodnim tokom, oziroma valovitostjo toka dušilke in prebojno napetostjo izhodnega kondenzatorja (enačba (2.1)). udc ˆ 1 3 U, 1 D 3 Uˆ D IL, f L s i sw IL IR (2.1) 2 1 D Pri tem je D modulacijski faktor, f s stikalna frekvenca, I R pa tok bremena. Ker je tok stikala i sw omejen, lahko iz enačbe (2.1) določimo najvišji D in s tem najvišjo napetost u dc, ki jo lahko dosežemo. Vhodni tok ima nesinusno nezvezno obliko. Boljšo razporeditev tokovne obremenitve stikal in dušilk lahko dosežemo, če dušilko razdelimo na tri dele in prestavimo v dovodne linije ter namesto treh diod vgradimo tri stikala (slika 2.2b). u s L udc u s i s L u dc C R C R Slika 2.3: Pretvornik navzdol/navzgor 7
Z združitvijo obeh prejšnjih konfiguracij pridemo do pretvornika, ki omogoča nastavljanje izhodne napetosti od lastnosti prejšnjih dveh. 0 udc U. Pretvornik združuje enake slabe in dobre max B) Sinusna oblika vhodnega toka L u s i s u L u dc i y C R u L L Slika 2.4: Pretvornik navzdol S simetrično izvedbo izhodnega kroga in tremi dodatnimi dvosmernimi stikali, lahko proti vhodnim sponkam vsilimo v dovodnih vodnikih tok, ki omogoča oblikovanje sinusne oblike vhodnega toka. Vsiljeni tok i y, ki vsebuje le tretjo harmonsko komponento, je potrebno oblikovati le na intervalu t 0, / 3, istočasno samo v eni fazi. Poveča se kompleksnost vezja, vendar morata le dve stikali (v enosmerni zbiralki) delovati z visoko preklopno frekvenco. Prednost je tudi v nizki tokovni obremenitvi dvosmernih stikal in sinusni obliki vhodnega toka. Zahtevnost vodenja sistema se s tem dodatno poveča. u s i s L u dc u s i s L u dc C R C R a) b) Slika 2.5: Pretvornik navzgor Dvosmerna stikala, vezana medfazno, omogočajo nastavitev izhodne napetosti v območju Uˆ u U. Ker je zaradi zaporedne vezave dveh stikal padec napetosti 3 dc max 8
visok in s tem prevodne izgube visoke, lahko s preureditvijo vezave v trikot te izgube znižamo (slika 2.5b). Ustrezno vodenje (proženje) stikal omogoča formiranje sinusne oblike vhodnega toka. u s L udc u s i s L i u dc N R N R Slika 2.6: Trinivojski pretvornik navzgor (Vienna) S povezavo zvezdišča in srednje točke enosmerne zbiralke ustvarimo dodatno tretjo napetost, s pomočjo katere lahko formiramo tok. Zato to konfiguracijo pretvornika imenujemo trinivojsko. Obe vezavi na sliki 2.6 sta modificirani, vendar funkcionalno ekvivalentni Vienna pretvorniku, imata pa nižje zahteve po zaporni napetosti diod in nižje prevajalne izgube. Zaradi te dodatne napetosti je tudi valovitost toka nižja, potrebne pa so tudi manjše dušilke. Ker so preklopne napetosti nižje, so nižje tudi generirane elektromagnetne motnje. Območje nastavitve kota med omrežno napetostjo in tokom je omejeno na +/-30 (če je izhodna napetost dovolj visoka, npr. udc 2 3 Uˆ ). Pri nižji napetosti se območje zmanjšuje proti 0. V primeru izpada ene fazne napetosti je možno delovanje z znižano močjo ob ohranitvi sinusne oblike toka in enake napetosti enosmerne zbiralke. u s i s u dc L izhod) Slika 2.7: Tokovno voden pretvornik brez kondenzatorjev (napetostno nereguliran Če imamo breme, ki ne zahteva reguliranega napetostnega vira, ampak moramo regulirati tok (ali moč), smemo odstraniti kondenzatorje na enosmerni zbiralki. Tudi dušilko lahko prestavimo v izhodni tokokrog. Vhodni tok i s kompenziramo z dvosmernimi 9
stikali, da dobimo sinusno obliko toka, izhodni tok pa je reguliran z dvema stikaloma v enosmerni zbiralki. Območje izhodne napetosti je omejeno na 3Uˆ u 3/2 Uˆ, tudi izpada mrežne napetosti izvedba ne dovoljuje, sinusno obliko toka pa je možno oblikovati le za konstantno moč bremena. dc u s i s L u dc C R Slika 2.8: Pretvornik navzdol/navzgor (back/boost) Z združitvijo pretvornika navzdol s šestimi stikali in pretvornika navzgor je možno oblikovanje sinusne oblike toka in reguliranje izhodne enosmerne napetosti. Pretvornik ima le eno dušilko, ki si jo oba pretvornika delita. Vsa stikala preklapljajo sinhrono z visoko stikalno frekvenco, dušilka mora biti relativno velika, izhodni pretvornik navzgor ima lahko zelo visoke prevajalne in preklopne izgube. 2.1.2 Dvosmerni usmerniški sistemi s korekcijo faktorja moči: Podobno kot enosmerne, lahko tudi dvosmerne usmerniške sisteme delimo po načinu delovanja na več skupin. Dvosmerni pretok energije običajno dobimo z razširitvijo enosmernega sistema. Tudi pri dvosmernih sistemih lahko za znižanje valovitosti toka razširimo dvonivojski sistem na trinivojskega. A) Pretvorniki navzgor i i u s i s L udc u s i s L u dc C R C R Slika 2.9: Pretvornik navzgor razširitev območja 10
Z zamenjavo diod v usmerniku s tranzistorji pridemo do pretvornika, ki omogoča oblikovanje sinusne oblike toka in hkrati nastavitev faznega kota med napetostjo in tokom osnovnega harmonika v območju 0 2. Regulirana napetost enosmerne zbiralke dovoljuje delovanje z zmanjšano močjo tudi pri izpadu ene fazne napetosti ob ohranitvi sinusne oblike toka. i i u s i s L u dc u s i s L u dc N R N R u s i s L i udc u s i s L i u dc N R N R Slika 2.10: Trinivojski pretvornik navzgor razširitev območja Trinivojski enosmerni usmernik z razširitvijo podobno kot pri prejšnji izvedbi omogoča dvosmerni prenos energije. Prednosti take konfiguracije so znižanje preklopnih izgub in znižanje generiranih motenj, potrebne pa so nižje vhodne induktivnosti. Poveča se kompleksnost vezja in zagotoviti moramo regulacijo napetosti zvezdišča (srednja točka enosmerne zbiralke). u s i s L i udc u s i s L i u dc N R N R Slika 2.11: Trinivojski pretvornik navzgor aktivno vodenje nevtralne točke 11
Aktivno vodenje nevtralne točke izvedemo z dodatnimi šestimi stikali, s katerimi nadomestimo diode. Prednosti so znižane potrebne zaporne napetosti elementov, nižje preklopne izgube in manjši volumen pasivnih komponent. Višje pa so prevodne izgube, večje je število elementov, izvedba je kompleksnejša. u s i s L i udc u s i s L i u dc Ca Cb C c C dc R C R Slika 2.12: Trinivojski pretvorniki navzgor brez dostopne srednje točke izhoda Pri nobeni od teh dveh izvedb ne potrebujemo srednjega izvoda enosmerne zbiralke (nevtralne točke). Tretji nivo dosežemo z dodatnimi kondenzatorji ali dušilkami. Poveča se potreben volumen za pasivne komponente. Zaradi velikega števila aktivnih elementov je tudi izvedba kompleksna. B) Pretvorniki navzdol u s i s L u dc L i C R u s i s u dc C R u s is L udc C R Slika 2.13: Dvonivojski pretvorniki navzdol razširitev z dodatnimi šestimi stikali ali obračalnikom enosmerne zbiralke 12
Podobno kot pri pretvornikih navzgor lahko tudi tu z razširitvijo enosmernih pretvornikov pridemo do dvosmernih vezij. Na zgornji sliki (slika 2.13Slika 2.13) smo prvotno vezje razširili v prvem primeru s še enim pretvornikom za drugo smer oziroma z obračalnikom napetosti enosmerne zbiralke. V tem primeru sta oba pretvornika zgrajena z enakimi elementi in oba delata ločeno. Ob komutaciji med obema lahko nastopijo dodatne popačitve v toku in napetosti. V drugem primeru pa so prevodne izgube višje, saj tok vedno teče skozi dodatno diodo (v enosmerno zbiralko) ali tranzistor (iz enosmerne zbiralke v mrežo). 13
2.2 Napredna izvedba pretvornika Pokazali smo, da obstajajo različne izvedbe sistemov, ki zadostijo zahtevam po dvosmernem pretoku energije. Mnogo je kriterijev, ki jih lahko pri tem izberemo. Naštejmo le nekatere: napetost vira moč bremena območje vodenja faktorja moči stikalna frekvenca število potrebnih stikal (tranzistorjev in/ali diod) število in velikost dodatnih zunanjih elementov kompleksnost vodenja zahtevnost izvedbe Naša naloga je, da zgradimo pretvorniški sistem, ki bo priključen na standardno trifazno omrežje in bo imel relativno nizko moč. Kriteriji, ki bi jih lahko uporabili, našteti po pomembnosti, so: 1. kompaktna izvedba 2. dvonivojsko delovanje 3. visoka stikalna frekvenca 4. modularna izvedba 5. preprosto vodenje Slika 2.14 kaže sistem, ki zadosti gornjim kriterijem. Sestavljen je iz aktivnega usmernika in razsmernika. Oba sta lahko zgrajena iz enakih trifaznih modulov. Med seboj sta povezana z enosmerno kondenzatorsko zbiralko, ki omogoča dvosmerni prenos energije v usmernik, za razsmernik pa predstavlja reguliran napetostni vir z nizko notranjo impedanco. 14
u s L 1 0.5 C udc 0-0.5-1 0 5 10 15 20 time [ms] Slika 2.14: Sistem aktivni usmernik razsmernik, simetrično trifazno omrežje Simetrično trifazno omrežje (slika 2.14) je definirano z enačbo (2.2): u ˆ a U cos( t ) ˆ 2 ub U cos( t ) 3 ˆ 4 uc U cos( t ) 3, i Iˆcos( t ) a 2 ib Iˆcos(( t ) 1 ) 3 4 ic Iˆcos(( t ) 1 ) 3 1 (2.2) Pri tem so u,, abc vhodne fazne napetosti frekvence z amplitudo ˆ U, ki je v simetričnem sistemu za posamezno fazo enaka, i abc,, je vhodni tok, 1 je fazni kot med napetostjo in tokom osnovne harmonske komponente. Običajno nastopa v sistemu nesimetrija in popačenje v obliki različnih amplitud napetosti in dodatnih višjeharmonskih komponent zaradi nelinearnih bremen v sistemu. Posebno neugodne so sode višjeharmonske komponente. Tudi bremenski tokovi so lahko nesimetrični in vsebujejo višjeharmonske komponente. Nesimetrične napetosti povzročijo ob simetričnem bremenu tokove v nevtralnem vodniku (zvezdišče sistema). Opravljena je bila meritev fazne omrežne napetosti [4]. Časovni potek na sliki 2.15 je aproksimiran s pomočjo Fourierjeve transformacije. Iz rezultatov je razvidno, da so pomembni 3., 5., 7., 11. in 13. harmonik. 15
300 200 100 0-100 -200-300 abs (fft)/abs(fft 1 ) 0.05 0.045 0.04 0.035 0.03 0.025 0.02 0.015 0.01 0.005 0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02 t(s) 0 0 5 10 15 20 25 st. harmonika Slika 2.15: Časovni potek izmerjene omrežne napetosti s harmonsko analizo Moč je definirana kot: p() t uaa i ubb i ucc i (2.3) Na enosmerni zbiralki je delovna moč: p dc u i (2.4) dc dc Lahko ugotovimo, da je moč za stacionarno stanje neodvisna od frekvence in konstantna. Navidezna moč S, delovna (aktivna) moč P in jalova (reaktivna) moč Q so: 3 S U ˆ I ˆ 2 3 P U ˆ I ˆ cos 2 3 Q U ˆ I ˆ sin 2 1 1 (2.5) oziroma izraženo z efektivnimi vrednostmi toka in napetosti: S 3U I eff eff P3U I cos eff eff Q3U I sin eff eff 1 1 (2.6) Faktor moči (ob upoštevanju višjih harmonikov) je podan kot razmerje delovne P in navidezne S moči: P I1eff PF cos 1 kdk (2.7) S I eff Pri tem je k I1 / I faktor oblike in k cos 1 faktor premaknitve [9]. d eff eff 16
L C u dc L1 L i 2 dc U 1 C u dc U 2 Slika 2.16: DC/DC funkcionalno ekvivalentno vezje Za potrebe dizajniranja regulacijske sheme in lažje predstavitve delovanja si smemo trifazno vezje ponazoriti s preprosto DC/DC shemo (slika 2.16). Taka konfiguracija velja za primer usmerniškega delovanja. Za primer vračanja energije v omrežje se konfiguracija zrcalno spremeni. Vidimo lahko, da vhodni pretvornik navzgor zagotavlja regulacijo napetosti enosmerne zbiralke in "zalaga" enosmerni krog z energijo, ki jo breme preko pretvornika navzdol potrebuje. Zagotoviti mora regulacijo vhodnega toka in izhodne napetosti. Izhodni pretvornik mora po svoji strani imeti na vhodu čimbolj konstantno in stabilno napajanje ter zagotoviti stabilno delovanje motorja. Zaradi stikalnega delovanja so postavljene dodatne zahteve o najvišji dovoljeni valovitosti vhodnega toka na kondenzatorju i in napetosti udc. Ob spremembi obremenitve pa mora biti zagotovljena čim manjša sprememba (prenihaj oziroma podnihaj) napetosti zbiralke, ker le-ta negativno vpliva na stabilnost delovanja izhodnega pretvornika in bremena. Ob znani (predpisani) stikalni frekvenci f S lahko tako prosto izberemo vrednosti vhodne dušilke L in kondenzatorja C, da zadostimo vsem zahtevam. Če izberemo pogoje o največji dovoljeni valovitosti toka oziroma napetosti, določimo L in C [9]: L udc L ( TS TON), ali i L idc idc C TON, ali C ( TS TON) u u dc u L i dc L T dc ON (2.8) 17
Ker vemo, da pretvornik deluje izmenoma kot pretvornik navzgor ali navzdol, so pogoji za določitev temu ustrezno določeni. Izberemo večjo vrednost. Poleg tega moramo upoštevati delovanje v območju nezveznega toka in stabilnostne kriterije. Ko določimo minimalne potrebne vrednosti, se moramo podrediti še ostalim pogojem, kot so: največji dopustni volumen minimalno število komponent temperaturno območje delovanja okolje, kjer bo sistem vgrajen način hlajenja cena Mnogokrat so ti pogoji med sabo odvisni in jih moramo obravnavati hkrati, oziroma lahko pridemo do ustrezne rešitve le po več iteracijah. Hlajenje aktivnih komponent je za zanesljivo delovanje ena od pomembnejših zahtev. Koliko energije se bo spremenilo v toplotno, je odvisno od tehnologije izdelave polvodnikov, to je prevodnih in stikalnih izgub ter stikalne frekvence. Pri tem lahko vplivamo na znižanje izgub z optimalno izvedbo proženja in kvalitetno izvedbo močnostnih povezav in pasivnih elementov. Tudi način vodenja oziroma uporaba algoritmov za zniževanje števila preklopov nam je v pomoč. Vemo, da je najvišja dovoljena temperatura kristala elementa določena s strani proizvajalca. Z razvojem tehnologije se bolj in bolj znižujejo prehodne toplotne upornosti od kristala do zunanjosti ohišja tranzistorja ali tranzistorskega modula. Tudi izbor materialov za montažo na hladilna telesa in kvaliteta teh je vse višja. Ostaja pa znana temperatura okolice, kjer bo naprava vgrajena. Z uporabo numeričnih metod lahko ocenimo najvišjo dinamično in trajno tokovno obremenljivost sistema. Ta nam lahko služi kot pomemben podatek za pravilen izbor komponent. Toplotne izgube in mehanska izvedba so odločilne pri odločitvi za izbor tranzistorjev in diod kot diskretnih komponent ali pa izbor v obliki modulov z manjšo ali večjo stopnjo integracije. 18
Tabela 2.1: Primerjava termičnih lastnosti različnih tipov modulov[18],[20]. I U C 300450 A, CE 1200V T jmax T joper R thjc - T R thch - T R thjc - D R thch - D λ pasta Tip 1 150 C 125 C 0,085 K/W 0,047 K/W 0,15 K/W 0,083 K/W 1 W/mK Tip 2 150 C 125 C 0,06 K/W 0,048 K/W 0,1 K/W 0,08 K/W 1 W/mK Tip 3 150 C 125 C 0,21 K/W - 0,26 K/W - 1 W/mK Tip 4 150 C 125 C 0,13 K/W - 0,19 K/W - 1 W/mK Tip 5 150 C 125 C 0,059 K/W 0,014 K/W 0,105 K/W 0,025 K/W 1 W/mK Tip 6 175 C 150 C 0,45 K/W - 1,05 K/W - 1 W/mK *Legenda: (T jmax, T joper ) najvišja in delovna temperatura, (R thjc, R thcs ) prehodna upornost spoj-ohišje in ohišje-hladilnik za tranzistor in diodo, λ paste toplotna prevodnost paste Iz tabele 2.1 vidimo, da so podatki o termičnih upornostih in s tem zmožnosti odvajanja toplotne energije za približno enako tokovno obremenljivost modulov zelo različni. Tako se morda na prvi pogled moduli po enaki zunanji obliki in podobnih električnih karakteristikah ne morejo in ne smejo med sabo zamenjevati. Če to vseeno naredimo, moramo znova preveriti območje varnega delovanja. Elektromagnetna kompatibilnost (EMC) nas omejuje pri stopnji motenj, ki jih sistem sme generirati na točki priključitve [33],[34]. Motnje so prevajalne in sevalne. Prve omejujemo z izbiro primerne konfiguracije sistema, mehansko izvedbo, načinom proženja in vgradnjo filtrov. Sevalne motnje moremo omejiti z izvedbo čim krajših povezav (minimizacija anten), mehansko izvedbo in izvedbo Faradayeve kletke. Filtri so naprave, ki jih želimo vgraditi med omrežje in sistem. Ker so v sistemu prisotne parazitne kapacitivnosti elementov med elementi in ohišjem, se preko njih lahko zaključujejo visokofrekvenčni tokovi, ki tako pridejo v okolico. Običajno pri uporabi Fourierjeve vrste opazujemo vsebnost višjeharmonskih komponent do morda 50 harmonika (2,5...5 khz). Za dimenzioniranje EMC filtrov moramo upoštevati višje frekvenčno območje (od 100 khz do 30 MHz). 19
a2 a1 b 2 c 2 R DM b 1 c 1 L CM 2 LDM2d LDM 2 L CM 1 C DM 3 CCM 2 CDM 2 C CM 1 R b C DM1 Slika 2.17: Tipično vezje vhodnega filtra Za filter želimo, da ustrezno zaduši sofazne in protifazne motnje, istočasno pa čim manj vpliva na delovanje pretvornika. Pretvornik je zaradi svojega stikalnega delovanja generator zelo visokih elektromagnetnih interferenčnih (EMI) motenj v območju nad 150 khz. Filter, ki zadovoljivo zniža harmonike stikalne frekvence največkrat lahko zniža tudi protifazne EMI motnje, če pri gradnji uporabimo za dušilke materiale, ki zmorejo delovanje pri tako visokih frekvencah. Podobno je lahko za sofazne motnje dodana dušilka v filtru [31]. Kakorkoli, EMC je lahko kompleksen problem, ki za podano frekvenčno območje zahteva drugačen pristop. Čeprav je integracija enostopenjskega filtra mogoča, je rešitev s širokopasovnim filtrom lahko zelo draga, ker morajo isti reaktivni elementi delovati v različnih frekvenčnih območjih, za kar pa morda niso najprimernejši. Predpisi določajo, da morajo biti za frekvence nad 150 khz [32] harmoniki, višji od 35 omejeni, prav tako je omejena najvišja valovitost tokov za objekte, ki zahtevajo višjo stopnjo varnosti, kot so npr. tekoče stopnice in žerjavi. Torej je načrtovanje filtra za omejevanje vsiljenih tokov stikalne frekvence med 2 in 150 khz v omrežje pogosto obvezno. Dober kriterij za izbiro parametrov filtra je omejitev velikosti vgrajenih elementov (čeprav lahko to rezultira v poslabšanju faktorja moči [35]) in omejitev izgub filtra. V literaturi [36] so raziskana tudi vprašanja glede kriterijev za izbor parametrov, aktivno dušenje filtrov [37] oziroma različne tehnike vodenja toka, ki upoštevajo načrtovanje filtra [38]. Vidimo, da ob skrbnem in pogosto zahtevnem in obsežnem načrtovanju filtra lahko veliko pridobimo, lahko pa ob nezavedanju pomembnosti filtra tudi mnogo izgubimo. 20
3 Sistem aktivnega usmernika/razsmernika Kot je bilo že omenjeno v poglavju 2.2, lahko glede na podane kriterije izberemo konfiguracijo sistema na sliki 3.1. Zaradi poenostavitve so izpuščeni dodatni elementi, kot so vhodni filter, vklopno vezje ter ostale manjše komponente. i Breme L C Z s u s u dc Slika 3.1: Pretvorniški sistem aktivni usmernik/motorski razsmernik Na mrežni strani imamo aktivni usmernik, ki omogoča dvosmerni pretok energije in vodenje faktorja moči. Osnova regulacijske sheme je regulacija napetosti enosmerne zbiralke in faznih tokov. Faktor moči (PF) je običajno predpisan pri 1 ali pa je določen kot parameter iz nadzornega sistema. Razsmerniški (motorski) pretvornik je neodvisen od usmernika in z njim izmenjuje le podatke o stanju sistema oziroma posameznih enot, ukaze o načinu delovanja (prehajanja stanj) pa dobi iz nadzornega sistema. Pretvornika si tako med sabo sporočata le omejen nabor informacij, nujen za skupno delovanje. Nadzorni sistem, s katerim vodimo oba pretvornika, je obema vedno nadrejen. Aktivni usmernik omogoča dvig napetosti enosmerne zbiralke, kar se ugodno kaže pri generiranju napetosti za motor, ker lahko tako razširimo območje hitrosti in moči motorja. Razen tega imamo zaradi oblikovanja sinusne oblike toka manjšo vsebino višjeharmonskih komponent, nastavljiv faktor moči pa omogoča povečanje moči sistema ali pa aktivno kompenzacijo jalove energije omrežja. 21
3.1 Analiza delovanja Na sliki 3.1 predstavljeno strukturo sistema razširimo z dodatno stresano induktivnostjo L s in upornostjo mreže R s. Aktivni usmernik (slika 3.2) [5] je sestavljen iz vhodnih dušilk L i, R i in šestih močnostnih tranzistorjev. Enosmerno zbiralko predstavlja kondenzator s kapacitivnostjo C dc. i dc i g i C u s i s1 i s2 i s3 R s L s R i L i u i1 u i2 u i3 v i1 v i2 C dc v i3 u dc u m Slika 3.2: Shema aktivnega usmernika Idealna trifazna omrežna napetost je definirana kot simetrični trifazni sistem: u cos s1 2 s u s2 s cos t 3 t u u (3.1) u s3 4 cos t 3 Za simetrični trifazni sistem je amplitudno invariantno transformacijo v dvofazni sistem mogoče zapisati kot: 1 1 u 1 sa 2 2 us 1 2 3 3 u sab0 u sb 0 u 3 3 s2 3 (3.2) u 1 1 1 s0 u 2 2 2 s3 V primeru, ko ni ničelne napetosti je transformacija: u u oz. sab 2 1 1 s1 usa 3 3 3 1 1 u s2 u 0 sb 3 3 us3 u 1 0 0 s1 usa u sab 0 1 1 u s2 u (3.3) sb 3 3 us3 22
Napetostna enačba, ki opisuje razmere med pretvornikom in omrežjem, je: d u u L i Ri dt L L L s i s s s R R R s i i (3.4) Če je napetost na priključnih sponkah znana, velja: d u u L i R i dt d ui um Li is Riis dt s m s s s s (3.5) Trenutna moč na strani omrežja je: * s Re( s s) s1 s2 s3 s1 s1 s2 s2 s3 s3 p u i p p p u i u i u i (3.6) Srednja vrednost moči pa je: 3 T 1 P p () t dt s (3.7) T i 1 0 s i Reaktivna (jalova) moč na strani omrežja je: * 1 qs Im( usi s) ( us23is1 us31is2 us12is3) (3.8) 3 oziroma, če jo izrazimo v dvofaznem koordinatnem sistemu: p 3 3 u i 2 2 u i q 3 3 u i 2 2 u i * sab Re( usab isab) sa sa sb sb * sab Im( usab isab) sa sb sb sa (3.9) oziroma sta delovna in jalova komponenta moči izraženi v koordinatah napetostnega vektorja: 3 ps ( usdisd usqisq ) 2 3 qs ( usdisq usqisd ) 2 (3.10) Na enosmerni zbiralki je moč podana kot: 23
p dc u i (3.11) dc dc 3.2 Vodenje aktivnega usmernika Na sliki 3.3 je prikazana kaskadna struktura vodenja. V notranji zanki se nahaja tokovni regulator s prediktivnim vodenjem in predkrmiljenjem napetosti v stacionarnih koordinatah. Tokovni regulator zagotavlja sledenje referenčni vrednosti. Ob vklopu vodenja postavimo vektor referenčne napetosti na vrednost, da kompenziramo padec napetosti na filtru in vzdržujemo tok nič. Za stacionarno delovanje s predikcijo kompenziramo zaostajanje zaradi izračuna tokovne regulacijske zanke. Izhod regulatorja napetosti enosmerne zbiralke, to je referenčna vrednost toka, popravljen s predkrmiljenjem, transformiramo v koordinatni sistem ocenjene (estimirane) omrežne napetosti. Povezava med tokom v enosmerni zbiralki in d komponento toka je: i d 2 udc idc (3.12) 3 u d Z vodenjem referenčne vrednosti d i d vodimo kot med napetostjo in tokom. d U dc U dc d i d d i q dq ab d i i ii C i T d u i SVM A D c t i A D u i L i R i Ls Rs u s i s ˆ Ocenjevalnik ˆ u m A D Slika 3.3: Blokovna shema vodenja aktivnega usmernika Transformacijski kot omrežne napetosti lahko dobimo z meritvijo mrežnih napetosti ali kot v našem primeru ocenimo s pomočjo ocenjevalnika. Tak pristop ima določene prednosti, saj zaradi onesnaženosti omrežne napetosti potrebujemo le informacijo o prehodih skozi nič za sinhronizacijo. Dodatno filtriranje v merilnikih bi v shemo vpeljalo dodatne časovne in fazne zakasnitve. 24
3.3 Določanje transformacijskega kota omrežne napetosti Kot prvi primer si poglejmo ocenjevalnik omrežne napetosti in kota ˆ, ki ga kaže slika 3.4. Zgrajen je iz odprtozančnega ocenjevalnika napetosti u ˆs, iz merjene napetosti u m in toka i i. Znani morajo biti parametri nadomestnega vezja. ii LˆT d dt u m uˆs sin ˆ RˆT uˆs cos Slika 3.4: Blokovna shema ocenjevalnika omrežne napetosti in kota Komponenti vektorja ocenjene omrežne napetosti vodimo na opazovalnik transformacijskega kota, sestavljenega v obliki PLL zanke [50]. Ker je frekvenca omrežne napetosti konstantna, smemo dinamiko PLL zanke postaviti zelo nizko, kar pomeni močno slablenje šuma in višjeharmonskih komponent. Regulacijski pogrešek določimo iz vsote kotov, in sicer: sin( ˆ ˆ) sin( ˆ )cos( ˆ) cos( ˆ )sin( ˆ) (3.13) s s s Če so koti majhni, velja približek: ˆ sin( ˆ ˆ) (3.14) s Kot drugi primer poglejmo opazovalnik (observer) omrežne napetosti z dvofazno PLL zanko, ki v strukturi ne vsebuje odvajanja toka [5]. Opazovalnik kaže slika 3.5. V prvem delu je predstavljen zaprtozančni opazovalnik omrežne napetosti (izhod regulatorja C m ). Ta temelji na Luenbergerjevem opazovalniku, kjer se primerjata izmerjeni in ocenjeni tok izračunan na podlagi modela. Signali, ki nastopajo v opazovalniku, imajo enako frekvenco kot omrežna napetost, zato je potrebno kompenzirati zaostajanje, ki je izvedeno enako kot v primeru tokovnega regulatorja. 25
C Mm uˆs ˆ ˆ jθ e iˆi -1 LˆT u m i i RˆT Slika 3.5: Blokovna shema opazovalnika omrežne napetosti in kota Kot opazovane napetosti je določen s PLL zanko, pogrešek je tvorjen z vektorskim produktom. Pogrešek ocenjenega kota je torej izračunan kot: jˆ s e usa usb ˆ uˆ ˆ sin( ˆ) ˆ cos( ˆ) oziroma jˆ s e us s ˆ uˆ ˆ (sin( ˆ ˆ)) (3.15) Prenosna funkcija odprte zanke linearizirane PLL zanke na podlagi katere določimo parametre regulatorja zanke s postavitvijo lomne frekvence je: F o 1 stpll 1 KPLL (3.16) st s PLL Fz () s s 2 K T PLL PLL sk sk PLL PLL K T PLL PLL (3.17) Za dušenje D = 0.7 in ob postavitvi lomne frekvence v nizkofrekvenčno področje, imajo parametri regulatorja v PLL zanki naslednje vrednosti: K PLL 8.792, T 0.2 PLL Zapišimo še izvedbo ocenjevalnika za trifazni PLL. Pogrešek e tvorimo kot produkt med izmerjenimi omrežnimi faznimi napetostmi zamaknjenimi za 2 /3 in kosinusom ocenjenega kota: eu sin( ) u sin( ) u sin( ) (3.18) 2 4 s1 s2 3 s3 3 26
Pri tem je ocenjen kot povečan za neznan kot : ˆ. Pogrešek z upoštevanjem osnovnega harmonika simetričnega sistema faznih napetosti je: e u cos( )sin( ) u cos( )sin( ) s u cos( )sin( ) s 4 4 3 3 s 2 2 3 3 (3.19) in je odvisen le od pogreška kota, podobno kot v primeru dvofaznega PLL: 3 2 3 2 3 e us cos sin sin sin us sin 2 2 2 (3.20) V primeru majhnega kota, lahko e uporabimo kot vhod v regulator, ki zmanjšuje. Blokovna shema trifaznega PLL je prikazana na sliki 3.6, ki je po strukturi podobna dvofaznemu, le da je tu tvorjen produkt vseh treh faznih napetosti brez predhodne transformacije 3 2. e ˆ ˆ sin sin( ˆ 2 / 3) sin( ˆ 2 / 3) u s1 us2 u s 3 Slika 3.6: Blokovna shema trifaznega PLL ocenjevalnika kota omrežne napetosti Upoštevajajoč analogijo med izmeničnimi motorji in modelom omrežne napetosti, je mogoče uporabiti strukture, razvite za izmenične motorje v sistemih vodenja [5]. C ˆ Ms Napetostni model ˆ s uˆs ˆ s ˆ m C r u k uˆm ˆ Ss u jψ Lˆi j s 1 s uˆm Rˆi is Slika 3.7: Blokovna shema opazovalnika navideznega magnetnega sklepa 27
Blokovna shema opazovalnika, kjer nastopa navidezni magnetni sklep, je prikazana na sliki 3.7. Navidezni magnetni sklep je določen kot integral vsote izmerjene napetosti in padca na notranji upornosti. K temu je prištet še padec na induktivnosti. Ocenjevalnik je v zanki regulatorja amplitude navideznega magnetnega sklepa C r. Odvod po času navideznega magnetnega sklepa omrežne napetosti je: d Ψˆ ˆ ˆ Ss uk um Rt is dt u Ψˆ ( C ( Ψˆ Ψˆ )) k s r M s (3.21) Osnovna komponenta omrežne napetosti s kotno frekvenco 2 f je: u jˆ ˆ j ˆ (3.22) ˆs s sb sa Opazovalnik vsebuje dva integratorja, ki zmanjšata nivo šuma v ocenjenem navideznem magnetnem sklepu in ga je mogoče uporabiti za izračun sinusa in kosinusa kota omrežne napetosti. ˆ sin( s ) ˆ sa ˆ cos( s ) ˆ ˆ ˆ ˆ s sb s sa sb s (3.23) 3.4 Upoštevanje harmonskih komponent v omrežni napetosti Kot smo že omenili, so poleg osnovne komponente v omrežju tudi višjeharmonske komponente. Signal, izražen s pomočjo Fourierjeve vrste, je mogoče zapisati kot vrsto: 1 n n y() t a0 a cos( kt) bk sin( kt) 2 (3.24) k k1 k1 oziroma z uporabo kompleksnih koeficientov: 28
0 n n n jk t jk t jk t k k k k1 k1 kn (3.25) yt () c ce c e yt () ce Pri tem so: 1 ak jbk ak jbk c0 a 2 0, ck, ck, k 1 n 2 2 3.5 Vpliv harmonikov v omrežni napetosti na delovanje aktivnega usmernika Iz meritve omrežnih napetosti smo videli, da je vsebnost višjih harmonikov pomembno velika. Posebno velik je prispevek 5. in 7. harmonika. Poglejmo si, kako te višjeharmonske komponente vplivajo na obliko toka in delovanje sistema. Zapišimo omrežno napetost, predstavljeno s Fourierjevo vrsto z N komponentami: a N 0 cos( 2 2 ( 1) 3 ) N sin( ( 1) si s n n 3 2 ) u u a n t i b n t i, i 1,2,3 (3.26) n1 n1 Za ohmsko breme v simetričnem sistemu velja: u N 0 cos( 2 2 ( 1) 3 ) N s a sin( ( 1) si n n 3 2 ) i a n t i b n t i, i R 1,2,3 n1 n1 (3.27) Trenutna moč na vhodu je: 2 3 3 u N s a0 2 2 s si si n 3 n 3 i1 i1 R 2 n1 n1 cos( ( 1) ) N sin( ( 1) p u i a n t i b n t i ) (3.28) Predpostavimo, da je zagotovljena sinusna oblika toka, ki vsebuje le osnovni harmonik: 2 2 i i a cos( n t( i1) b sin( n t( i1), i 1, 2,3 (3.29) si s n 3 n 3 Posledično ima navidezna impedanca obliko napetosti: 2 29
z si u i N N 0 2 2 an n t i b n t i s 2 n1 n 1 s cos( ( 1) ) sin( ( 1) ) a cos( n t ( i 1) b sin( n t ( i 1) 3 n 3 2 2 3 3 1 1 u N N s a0 2 2 ancos( n t ( i1) 3 ) bnsin( n t ( i1) 3 ), i 1,2,3 i 2 n2 n2 s a (3.30) Moč je sedaj: 3 a N N 0 2 2 ps us is ancos( nt( i1) 3 ) bnsin( nt( i1) 3 ) i 1 2 n1 n1 a0 2 2 a1cos t( i1) 3 b1sin t( i1) 3 2 (3.31) Vidimo, da prisotnost petega in sedmega harmonika ter tudi ostalih, ki jih v tem primeru nismo obravnavali, negativno vpliva na delovanje aktivnega usmernika. Popači se oblika faznega toka, ocenjevanje kota je slabše in vnaša nihanje napetosti na enosmerni zbiralki. Zapišimo enačbo za naš primer: u cost cos5t cos7t cost a cos5( t ) a cos7( t ) sin 5t sin 7 t 2 sin 7( t ) 3 4 sin 5( t ) 3 4 sin 7( t ) 3 2 2 2 3 5 3 7 3 us1 4 4 4 cos t cos 5( t ) cos 7( t ) 3 3 3 s u s2 u s u s3 2 b 5 sin 5( t ) b 3 7 (3.32) V dvofaznem koordinatnem sistemu je omrežna napetost z upoštevanjem simetrije: cos t a5cos 5t a7cos 7t u sin t a5sin 5 t a7sin 7 t sa usab s u u sb b5sin 5t b7sin 7t b5cos 5t b7cos 7t oziroma : jt j5t j7t j5t j7 t usab usa jusb us e a5e a7e jb5e jb7e (3.33) S transformacijo v sistem osnovnega harmonika omrežne napetosti dobimo: 30
u sdq sd sq s s jt j5t j7t j5t j7t jt 5 7 5 7 u ju u e a e a e jb e jb e e (3.34) u 1ae ae jbe jbe j6t j6t j6t j6t 5 7 5 7 Zapisano po komponentah je omrežna napetost: u u sd sq u (1 a cos(6 t) b sin(6 t) a cos(6 t) b sin(6 t)) s 5 5 7 7 u ( a sin(6 t) b cos(6 t) a sin(6 t) b cos(6 t)) s 5 5 7 7 (3.35) Kot lahko vidimo iz komponent omrežne napetosti v dq koordinatah, se peti in sedmi harmonik v omrežni napetosti kažeta po transformaciji kot šesti harmonik. 31
3.6 Termični model, modeliranje aktivnih komponent Pri napravah močnostne elektronike tako tranzistor (IGBT) kot dioda delujeta kot stikalo in ciklično spreminjata svoje statično ali dinamično stanje [10],[11]. V vsakem od teh stanj se generira komponenta disipacije moči ali energije (slika 3.8) [21], ki segreva polvodniški element ter s tem prispeva k skupnemu segrevanju. Temperatura elementa tako narašča, zagotoviti pa je potrebno, da najvišja dovoljena temperatura spoja ne bo prekoračena [21]. IGBT je zgrajen z mnogo vzporedno vezanimi celicami, da lahko dobimo dovolj veliko površino polvodnika. Temperatura spoja T j je dodeljena območju znotraj polvodniškega elementa in je ne moremo izmeriti. V bistvu je določena kot povprečna vrednost temperature elementa, na osnovi katere preračunavamo hlajenje, in lahko bistveno odstopa od resnične najvišje vrednosti. Večji kot je element, večje je lahko odstopanje. Izjema je morda izklop ob kratkem stiku ali udarnem bremenskem toku, ko je ta temperatura T j(max) običajno vedno prekoračena, vendar se sme zgoditi le izjemoma in le nekajkrat v času življenske dobe naprave, vmes pa se mora ponovno ohladiti na temperaturo okolice. Skupne toplotne izgube Statične izgube Stikalne izgube Izgube proženja Prevodne izgube Zaporne izgube Vklopne izgube Izklopne izgube Slika 3.8: Razdelitev skupnih toplotnih izgub Pri IGBT tranzistorju smemo privzeti, da so izgube zaradi proženja in zaporne izgube v primerjavi z ostalimi zanemarljivo majhne. Prevodne izgube P prev so odvisne od toka bremena (iz karakteristike U f( I, U ) CEsat C GE razmerja D. Pri znanih parametrih proženja ( R G, parazitnih elementov, sta preklopni izgubi ( P on, ), temperature spoja Tj in prevajalnega U GG ) in če zanemarimo vplive zaradi P off ) odvisni od vrste in velikosti 32
bremena, napetosti enosmerne zbiralke, temperature spoja in stikalne frekvence. Skupne izgube za tranzistor so tako: P P P P (3.36) tot( T ) prev on off Podobno velja za nično diodo, da smemo zanemariti zaporne izgube. Prevodne izgube so odvisne od toka bremena U f( I ), temperature spoja in prevajalnega f razmerja. Izklopne izgube P rr pa so odvisne od toka bremena, napetosti enosmerne zbiralke, temperature spoja in stikalne frekvence. Skupne izgube so tako: tot( D) prev rr f P P P (3.37) Skupne izgube za celoten modul pa dobimo s seštetjem izgub za vsa vgrajena stikala. Tako so izgube modula: P n( P P ) (3.38) tot( M ) tot( T ) tot( D) Za trifazni modul je n enako 6. Seveda mora veljati predpostavka, da je obremenitev simetrična, da je frekvenca osnovnega harmonika dovolj visoka in da so razmere delovanja stacionarne. Pri predpostavki simetričnosti, smemo izračunati le moč za eno stikalo (IGBT in diodo) ter jo pomnožiti s 6. Uporabimo poenostavitve, da lahko zanemarimo stikalne čase, da je temperatura spoja konstantna, uporabljena je linearna PŠM modulacija tako visoke frekvence, da je valovitost toka zanemarljivo nizka, regulator toka pa kompenzira vplive mrtvih časov in nesimetrij proženja. Če je oblika toka sinusna, lahko določimo prevodni padec kot: U () t U r i () t U r I ˆ sin t (3.39) CEsat CE0 CE C CE0 CE 1 kot: Prevodne izgube pa ob predpostavki sinusne oblike modulacije lahko določimo 1 Dcos( ) ˆ 1 Dcos( ) P U I r Iˆ 2 8 8 3 2 prev( T ) CE0 1 CE 1 (3.40) oziroma skupne izgube, upoštevaje linearno odvisnost izgub od kolektorskega toka, kot: 33
2 I out U cc Psw ( T ) fswe( onoff ) (1 TcEsw ( Tj Tref )) I ref U ref *Legenda: Î 1 amplituda toka, U CE0 temperaturno odvisni prevodni padec napetosti, I ref, U ref K v (3.41), T ref referenčne vrednosti meritev tranzistorjev iz kataloga, K v eksponent nap. odvisnosti izgub (1,3...1,4), Tc Esw temperaturni koeficient stikalnik izgub, D prevajalno razmerje, fazni kot med generiranim tokom in napetostjo. Podobno velja za diodo: u () t U r i () t U r I ˆ sin t (3.42) F F0 F F F0 F 1 1 Dcos( ) ˆ 1 Dcos( ) P U I r Iˆ 2 8 8 3 2 prev( D) F 0 1 F 1 K i v 2 I 1 U cc Psw ( D) fswerr (1 TcErr ( Tj Tref )) I ref U ref K (3.43) (3.44) Enačbe za diodo so le približek, ker izgube niso linearno odvisne od toka, tako tudi izgube za polperiodo sinusne oblike toka niso enake ekvivalentni srednji vrednosti enosmernega toka. Je pa vrednost v praksi dovolj dobra za oceno izgub. Prednost za uporabnika je tudi v tem, da lahko direktno uporabi parametre, podane v katalogih. Izračun temperature spoja je odvisen od oblike bremena. Obremenitev je lahko: - konstantna in časovno nespremenljiva - kratkotrajna pulzna preobremenitev - enkratna sekvenca obremenitvenega profila - periodična konstantna preobremenitev - obremenitev pri konstantni osnovni frekvenci toka (0 Hz, 5 Hz, 50 Hz...) ali zagonu Potem ko smo izračunali izgube, lahko s pomočjo skupne termične upornosti Rth določimo temperaturo za stacionarno stanje. Izračun se vrši od zunaj (temperarura okolice) navznoter (spoj), kot kaže primer na sliki 3.9. Temperatura spoja je določena z enačbo Tj Ta Pv Rth. 34
R R R th( j c) th( c h) th( h a) P 0,15 0,05 0,1 T j T c T h P 250 W Tj Rth( jc) PTc 115 C Tc Rth( ch) PTh 77,5 C T R ( ) PT 65 C h th ha a 0C T a Ta 40 C Slika 3.9: Primer določitve temperature spoja za stacionarno stanje Če je na hladilno telo montiranih več virov (npr. šest tranzistorjev), se moči seštejejo. Ta skupna moč se uporabi pri izračunu končne temperature T n( P P ) R T. Pri tem izračunu ni upoštevan medsebojni vpliv h tot( T ) tot( D) th( ha) a oziroma razporeditev pri vzporedno vezanih elementih, kar lahko zaradi medsebojnega vplivanja včasih da napačne, prenizke rezultate. Končno lahko določimo temperaturo spoja kot: T P R T (3.45) j( T) tot( T) th( jc) c Ker so izgube polvodnikov temperaturno odvisne je to potrebno upoštevati pri izračunu. Časovni interval razdelimo na več podintervalov in z iteracijo opravimo izračune na teh podintervalih, ki so običajno točnejši kot ob neupoštevanju spremenljivih parametrov. Velikokrat se za kratkotrajne obremenitve zahteva delovanje pri višjih od nazivnih obremenitev. Nič neobičajno ni definirati interval obremenitve 10 s z obremenitvijo 1,5 ali 2x večjo od nazivne. Tudi za te kratkotrajne obremenitve moramo zagotoviti dovolj kvalitetno hlajenje. Temperaturo T j izračunamo s pomočjo termične impedance Z th. Pri upoštevanju odziva je potrebno vedeti, kako dolgo sme preobremenitev trajati. Če ta traja v področju ms, potem je za izračun prehodnega pojava dovolj upoštevati Zth( jc) ob 35
konstantni temperaturi ohišja modula, pri obremenitvi do 1 s, moramo upoštevati impedanco modula Z th( j h) Z th( j c) Z th( c h) in konstantno temperaturo hladilnega telesa, pri daljših obremenitvah pa moramo upoštevati celotno impedanco Z Z Z. Sprememba temperature spoja je podana z: th( ja) th( jh) th( ha) n Tj P Rthv e v1 t 1 1 thv (3.46) Med fazo ohlajanja pa velja: t ( t t1 ) n n thv thv Tj( t t1) P Rthv1e P R thv 1e v1 v1 (3.47) Za obremenitve z več zaporednimi pulzi velja enako kot zgoraj, le izračun za več pulzov moramo opraviti. Končni rezultat predhodnega pulza je začetni podatek za naslednjega, oziroma splošno: m n Tj ( tm) ( P P1 ) Rthv 1e 1 v1 ( t t m 1 thv (3.48) Pri tem je m število pulzov. To enačbo se da prevesti v obliko za numerični izračun pri poljubni obliki preobremenitve. Če je obremenitev periodična kot na sliki 3.10, je možno uporabiti Zth( j c) pri izračunu najvišje in povprečne vrednosti temperature za tranzistor in diodo, kot je to prikazano v katalogu za periodične obremenitve [20],[21]. Slika 3.10: Profil periodične preobremenitve 36
upornosti Povprečno vrednost temperature dobimo s produktom stacionarne vrednosti Rth in povprečnih izgub P av, ki jih dobimo s povprečenjem izgubne energije pulza na celo periodo T. Najvišjo temperaturo dobimo na koncu pulza Pt ( p ). t p 1 n e thv Tj P Rthv (3.49) v1 T 1 e thv Za izračun kompleksnejših obremenitev, naprimer izračun ob zagonu ali delovanje motorskega pretvornika pri nizkih frekvencah (nizkih hitrostih motorja), pridejo v poštev le numerične metode izračuna, saj postane ta preobsežen za "ročni" izračun. Termična časovna konstanta polvodnikov je velikostnega razreda 1 s, kar je znotraj časovnih konstant sistema. Tako se hitro zgodi, da čeprav srednja vrednost temperature ni visoka, je lahko najvišja temperatura, ki jo elementi dosežejo nad dovoljeno. Pomembno je definirati nazivno moč sistema in najnižjo izhodno frekvenco sistema pri kateri je ta moč definirana. Ko frekvenca pade pod to najnižjo definirano vrednost, bo temperatura elementov naraščala kljub "le" nazivni obremenitvi. V ekstremnem primeru, ko je npr. frekvenca 0 Hz, se lahko zgodi, da od 6 tranzistorjev v sistemu v bistvu tok v eni veji vodita le en tranzistor in ena dioda, zato bi za te primere morali znova preračunati izgube in ustrezno definirati nižjo obremenljivost sistema. V IGBT modulu je običajno vgrajen tudi senzor temperature. Kot smo videli, se lahko temperatura med elementi zelo razlikuje. Temperaturni senzor je vgrajen le na enem mestu in lahko najbolje izmeri temperaturo le najbližjega elementa, pa še pri tem se lahko pojavi veliko odstopanje. Pri nesimetričnih obremenitvah oziroma preobremenitvah, se na podatek o temperaturi le na podlagi izmerjene upornosti temperaturnega senzorja ne moremo zanesti. Vpeljati moramo kompleksnejše algoritme, ki bodo na podlagi drugih parametrov, kot so tokovni in močnostni profil bremena za posamezne elemente znotraj modula ali meritev učinkovitosti hlajenja oziroma napovedovanje dinamične obremenitve sistema, aktivno omejevali in prilagajali meje obremenljivosti. Druga možnost, namreč predimenzioniranje sistema, ni ekonomsko upravičena. Z uporabo simulacijskih orodij za izračun temperature lahko te rezultate uporabimo pri določitvi mejnih obremenitev [15]. 37
3.7 Simulacijski model aktivnega usmernika Pri konvencionalnih polnovalnih usmernikih je običajno oblika toka nesinusna. Harmonska vsebina tokov skozi elemente sistema lahko povzroči višjeharmonske padce napetosti. Ti harmoniki lahko negativno vplivajo na opremo, vezano na to omrežje. Prav tako onemogočajo izkoristiti vso moč, ki bi sicer bila na voljo. Pretvorniki s PF korekcijo aktivno popravljajo obliko toka za dosego sinusne oblike in hkrati zagotavljajo reguliran enosmerni vir napetosti [39], [52]. Poglejmo si primer izvedbe regulatorja, ki s svojim hitrim odzivom zmore zmanjšati vpliv motenj na spremembe napetosti zbiralke ( u dc ) hitreje, kot to lahko naredijo konvencionalni regulatorji [40],[44]. Njegova glavna lastnost je zmožnost izničiti vpliv valovitosti napetosti u dc na povratno vezavo tako, da lahko ohranimo visoko frekvenčno mejo odziva, ne da bi to vplivalo na popačenje sinusne oblike vhodnih tokov pri stacionarnem delovanju [41]. V mnogih procesih regulacijske veličine obstajajo v omejenem naboru, kar je še posebej značilno na področju močnostne elektronike kjer je krmilna veličina omejen nabor stanja tranzistorjev, ki delujejo kot stikala. Rešitev mnogokrat temelji na PŠM konceptu, čeprav so znani tudi predlogi izvedbe s sistemi npr. v drsnem režimu delovanja. Poglejmo si metodologijo za načrtovanje stikalne sekvence močnostnega elektronskega sistema. Krmilni vhod je nabor elementov končne množice. Zvezni signal ekvivalentnega vodenja u equ, kadar se uporabi za sistem v stacionarnem stanju, omeji trajektorijo na drsni površini. Ker ima krmilni signal omejen nabor stanj, se za inplementacijo krmilne sekvence uporabi prediktivno vodenje v drsnem režimu in Lyapunov stabilnostni kriterij. Zaprtozančni sistem je hibridne narave, vsebuje zvezne kakor tudi diskretne signale, vodenje je omejeno na končno mnogo stanj. Poskušali bomo povezati teorijo avtomatizacije in nadzornega vodenja diskretnih dogodkovnih sistemov s sistemsko teorijo in Boolovo algebro [42]. Uporabili bomo pristop končnih avtomatov (angl. Finite State Machine (FSM)) za drsni režim (angl. Sliding Mode Control (SMC)). Princip temelji na ohranitvi ali spremembi akcije glede na predznak produkta ee, kjer je d e x x pogrešek, akcija pa lahko da povečanje ali zmanjšanje regulacijskega signala. Izvedeno je z uporabo dogodkovno vodene arhitekture, to je dogodkov, pogojev in akcij (angl. Event Condition Action (ECA) rules). 38
3.7.1 Načrtovanje FSM regulatorja Model regulacijskega pogreška je podan v obliki: e xx d ef( x,) t x b( x,) t u d (3.50) Iz (3.50) izrazimo u in ga imenujmo ekvivalentno vodenje 1 d uequ b ( x, t) f( x, t) x (3.51) Regulator predstavlja virtualno zaprtozančno vodenje, ki ob odsotnosti motenj in napak modeliranja, idealno drži odziv sistema na ravnini predstavljeni s pogojem e 0. Regulator sme v našem primeru zasesti le diskretne vrednosti iz množice razpoložljivih vektorjev,,..., V V V V. Prizadevali si bomo določiti rešitev naloge 0 1 7 sledenja z diskretnim zaprtozančnim vodenjem. Predlagajmo Lyapunovo funkcijo v (3.50) lahko izrazimo z u equ kot b(, t) equ L e 2 /2. Njen časovni odziv vzdolž trajektorij T T e e e x uu (3.52) L Tako smo nalogo prevedli na izbor vektorja definitna. Izhod regulatorja kaže slika 3.8, glede na pristop, prikazan na sliki 3.12. uv tako, da je L negativno S k za podani vhod omejimo na vsak ekvivalentni sektor kot Tak pristop prinaša določene prednosti. Stikalna frekvenca je omejena, saj dovoljujemo le en preklop stikal na stikalno periodo. Prehod med nasprotnimi vektorji je preprečen, kar zniža število napovedanih preklopov s 6 na 3 aktivne vektorje in 2 nična vektorja. Vodenje lahko izrazimo s pogojem: moramo ohraniti, IF (ČE je) IF sign e( t) e ( t) 0 THEN (POTEM), akcija vodi v konvergenco in jo sign e( t) e ( t) 0 THEN, akcija vodi v divergenco in jo moramo spremeniti. 39
Ko se vektor e(), t e () t T formira na polravnini ( x, t) e( t) e ( t) 0, se T postopoma bliža ničnemu vektorju 00,. Tako je cilj najti takšno vodenje u, ki bo zmožno ohraniti vektor stanja na polravnini ( x, t) e( t) e ( t, u) 0. S u3 S u2 010 110 V k+ S u4 011 000 111 u equ 100 S u1 V 0 V 7 u equ V k S uj S u5 001 101 S u6 V k- Slika 3.11: Statorska napetost u ( V ) trifaznega pretvornika. s k Slika 3.12: Napetost u ( V ) znotraj S uj napetostnega sektorja, j =1,,6. s k FSM so, najpreprosteje rečeno, modeli obnašanja sistema v omejenem številu opredeljenih pogojev in načinov, kjer se način prehajanja spreminja glede na okoliščine [45]. Običajno se uporablja kot regulacijski sistem, v katerem je znanje predstavljeno s stanjem, ukrepi pa so omejeni s predpisi. Sestoji iz štirih osnovnih elementov: stanj, ki definirajo obnašanje in lahko povzročijo akcijo, tranzicije (prehodi) med stanji, pravil ali pogojev, ki morajo biti izpolnjeni, da se dovoli prehod, in proženih dogodkov, ki se generirajo interno ali od zunaj in lahko sprožijo prehode. Semantika dogodek-pogoj-akcija (ECA) je sledeča: ko se dogodek (E) zgodi, oceni pogoj (C), in če je pogoj izpolnjen, izvrši akcijo (A). ECA pravila omogočajo, da ko so zgodijo spremembe, so funkcionalnosti tudi napake in povečajo pomen diagnosticiranja lastnosti sistema. 3.8 Analiza in vodenje sistema Sliko aktivnega usmernika, ki je bila že prej nakazana, kaže slika 3.13. Močnostno vezje usmernika tvori trifazni mostič šestih tranzistorjev z ničnimi diodami, ki je preko dušilk L S z notranjo upornostja R S vezan na vir napajanja v s. Breme R L in kondenzator 40
C sta vezana na enosmerni strani pretvornika. S pomočjo istočasno oblikovanje tokov i s1, i s2, i s3. L S se vrši višanje napetosti in u c u dc i dc v s R s L s i s1 i s2 i s3 S 1 u s1 S2 S3 u s2 S1 S2 S3 C u s3 ic u c i R RL Slika 3.13: Konfiguracija sistema pretvornika navzgor Dinamiko regulacije toka v trifaznem koordinatnem sistemu omrežja opisuje: disi Ls Rs isi vsi usi dt u S S S S /3 u si i 1 2 3 c i 1, 2, 3 (3.53) in za regulacijo izhodne napetosti: duc uc C idc il is1s1is 2S2is3S3 (3.54) dt R kjer je S i stanje stikal. Poglavitna težava pri načrtovanju vodenja je, da je vhodna krmilna funkcija prisotna tako pri regulatorju vhodnega toka kot pri regulatorju enosmerne napetosti. Obe vhodni funkciji sta odvisni od istega prevajalnega razmerja L D i pri različni dinamiki odziva toka in napetosti zbiralke. Vhodna omrežna napetost in tok naj bi imela sinusno obliko brez faznega zamika med njima (ali pa predpisan kot), napetost zbiralke pa naj bi bila konstantna enosmerna in je odvisna od toka in parametrov pretvornika [46]. Obravnavan regulacijski problem je sledenje referenčni vrednosti faznih tokov. Regulacijski pogrešek toka definiramo kot d s s s i i i in zapišemo v obliki pogreška: L d R ( ) dt i i v u V (3.55) s s s s s s k 41
ki upošteva vse motilne signale v sistemu. S pravilno izbiro vhodnega napetostnega vektorja oblikujemo želen vhodni tok. To dosežemo z izbiro take kombinacije stanja stikal S k, ki žene vektor omrežnega toka z direktnim izborom primernega napetostnega vektorja u ( V ). Stanje stikal pretvornika opišemo z logično spremenljivko s k v k, odvisno od tega, ali je stikalo S i vklopljeno (1) ali izklopljeno (0). Vsaka spremenljivka ustreza eni fazi pretvornika (slika 3.13) Trifazni pretvornik lahko 3 zaseda 2 kombinacij napetostnih vektorjev, dve sta nič, ostalih šest pa je aktivnih vektorjev (slika 3.8). Pretok energije med vhodno in izhodno stranjo je določena s preklopno matriko. S ( SS, S) definira 8 možnih napetostnih vektorjev k Tako 1, 2 3 V kot V 0 0,0,0, V, V, V, V, V, 1 1, 0, 0 2 1,1, 0 3 0,1, 0 4 0,1,1 5 0, 0,1 V 6 1, 0,1 in V 7 1,1,1. Pretvornik s slike 3.13 tako lahko izvede tri neodvisne akcije S 1, S 2, S 3 vektorja vodenja. u 2 ( ) j0 j2 /3 j4 /3 T s V k udc Se 1 S2e Se 3 usa, usb 3 (3.56) Strategija vodenja sitema s spremenljivo strukturo (VSS) temelji na tem, da lahko pretvornik zasede le omejeno število stanj in da lahko uporabimo model sistema, ki bo napovedal obnašanje spremenljivk za vsako stanje [47]. Definirati je potrebno kriterij za izbiro primernega stanja, ki bo uporabljeno. Ob upoštevanju modela podanega z (3.55), predlagana metoda vodi k reševanju vhodne krmilne funkcije u ( V ). Pogoj za prediktivni drsni režim na polravnini x,t lahko določimo tako da: T s za izbrano Lyapunovo funkcijo L i i /2 poiščemo prediktivno vodenje, tako da ima odvod funkcije obliko: s T L i ( di )/( dt) 0 (3.57) s s Vodenje v drsnem režimu tako poimenujemo ekvivalentno vodenje [43]. d equ s s s s s u v R i L ( di )/( dt) (3.58) s k Konvergenčni pogoj za vodenje z e i s lahko izrazimo z equ u kot: 42
T s s k equ s () t i u ( V ) u / L 0 (3.59) Neenačba (3.59) definira izbor komponent vektorja vodenja S ( SS 1, 2, S3) kot funkcijo želenega odziva sistema. Izbira vektorja S k pomeni, da je potrebno določiti čas vklopa in izklopa za vsako stikalo i T s s1 s2 s3 S. To je enako izbiri vektorja u, u, u u, komponente katerega so modulacijske funkcije ustreznih stikal. Napetost T u u, u lahko obravnavamo kot vodenje omrežja. Razmerje med u, u in faznimi s sa sb napetostmi je T u u u u u T sa sb s1 s2 s3 kjer je A (3.60) 2 1 1/2 1/2 A (3.61) 3 0 3/2 3/2 in T T T s s1 s2 s3 equ1 equ2 equ3 s ( x, t) i A u, u, u A u, u, u / L (3.62) Vstavimo izraze za u 1 S1u, u 2 S2u in u 3 S3u v (3.62): s dc s S1 uequ 1 udc isa, isb isa, isb ( x, t) A S 2 uequ2 0 L A (3.63) s Ls S 3 uequ3 kar lahko služi kot osnova za določitev PŠM vzorca. Pogoj za drsni režim bo obstajal za vse vrednosti vodenja, ki zadostijo pogoju (3.63), udc uequ. Trifazni dvonivojski pretvornik, sestavljen iz 8 podsistemov, postane asimptotično stabilen ob spremembi strukture na polravnini: dc s dc sa sb u s k1,2,...,6 t s k0,7 t us V 0, x, 0 u V 0, x, 0 (3.64) 43
Podrobneje si poglejmo oblikovanje PŠM vzorca za trifazni pretvornik. Za določeno kombinacijo pogreškov isa, isb morajo biti vsi dovoljeni vektorji V k, ki zadostijo pogoju obstoja drsnega režima, določeni kot: s k equ s sign u ( V ) u sign i, k 0,1,...,7 (3.65) Problem vodenja lahko ponazorimo s pravilom: poišči sekvence in trajanje stanja vklopa in izklopa stikal pretvornika tako, da bo zadoščeno predpisanim dinamičnim specifikacijam zaprtozančnega sistema. Ta formulacija zajema vodenje zaprtozančne dinamike in izbiro PŠM vzorca kot en problem. Izbor PŠM vzorca je rezultat obstoja drsnega režima znotraj zaprte zanke vodenja pretvornika. Povezava stikal pretvornika (vektor S k ) je obravnavana kot izhod regulatorja. Vektor spremeni stanje, ko pogrešek i s preseže predpisano mejo ob upoštevanju dinamičnih sprememb in zunanjih motenj zajetih z ekvivalentnim vodenjem u equ. Izvedba bi lahko vsebovala tri neodvisne dvonivojske komparatorje s histerezo na pogrešku toka sign i s. To pa lahko vpelje limitne cikle, saj sta le dva tokova neodvisna. Tako lahko vodenje (3.65) izvedemo z uporabo pravil na osnovi FSM: sign sign s i pogrešek toka predstavlja dogodek equ u sprememba ekvivalentnega vodenja predstavlja pogoj Napetostni vektorji V k1, V k, V k1 predstavljajo stanje regulatorja omrežnega toka. FSM na sliki 3.14 ima 4 glavna stanja. V odvisnosti od napetostnega sektorja ima FSM tri različne aktivne napetostne vektorje V k1, V k, V k1 in nični vektor V z (slika 3.8). Drugi način izvedbe je z uporabo tabele prehajanja stanj (slika 3.14b) Število vrstic predstavlja število dogodkov, v koloni pa so zapisana naslednja stanja glede na prejšnje stanje. Ta način zapisa omogoča izvedbo logičnega vezja ali implementacijo v FPGA vezju [45],[49] z uporabo Boolove algebre. 44
V (k) Sec == 1 Sec == 1 Sd i ( k ) i ( k -1) Sd (k) i Sd i (k + 1) V (k-1) Sd (z) i Sd i ( k -1) Sd i ( k + 2 ) Sd i (k + 3) Sd i (k-2) V (k + 1) Sd i (k) Sd i (k + 1 ) Sd i (k + 2 ) Sd i (k + 3 ) Sd i (k-2) V (z) signdi events secu x Su1 Su2 Su3 Su4 Su5 Su6 100 110 010 011 001 101 Sdi0 000 V 0 V 0 V 0 V 0 V 0 V 0 Sdi1 100 V 1 V 1 V 7 V 0 V 7 V 1 Sdi2 110 V 2 V 2 V 2 V 0 V 7 V 0 Sdi3 010 V 7 V 3 V 3 V 3 V 7 V 0 Sdi4 011 V 7 V 0 V 4 V 4 V 4 V 0 Sdi5 001 V 7 V 0 V 7 V 5 V 5 V 5 Sdi6 101 V 6 V 0 V 7 V 0 V 6 V 6 Sdi7 111 V 7 V 7 V 7 V 7 V 7 V 7 vektorjem a) FSM b) Tabela prehajanja stanj Slika 3.14: Vmesnik za izbiro napetostnega vektorja Večina tranzicij se izvede med sosednjima vektorjema V k1, V k1 in ničnim V z. Kateri nični vektor izberemo, pa je pogojeno z najmanjšim potrebnim številom preklopov (običajno 1 preklop). Uporaba (prehod) med nasprotnimi vektorji je tako onemogočena in s tem tudi znižana valovitost toka. Nižja je tudi stikalna frekvenca pretvornika, saj se običajno izvede največ en preklop (ena veja, en izklop in en vklop) na regulacijski interval. Za določitev napetostnega sektorja uporabimo PLL filter drugega reda [50], ki filtrira aktivne napetostne vektorje V 1,, V 6 (slika 3.15). Izhod filtra (vector filt ) predstavlja položaj napetostnega vektorja [49]. Slika 3.15: PLL filter drugega reda Ta signal, vector filt, uporabimo v tabeli prehajanja stanj (slika 3.14b) za izbiro sektorja secu x. Izhod filtra predstavlja 360 električni kot napetosti (slika 3.16), ki je razdeljen na 6 delov secux (sektorjev) po 60. 45
Slika 3.16: Filtriranje aktivnih napetostnih vektorjev. Na osnovi poenostavljene PLL zanke je prenosna funkcija izražena kot: Us sb A U s sb A 2 ( V ) s k (3.66) Prenosna funcija opisuje sistem drugega reda. Dinamiko nastavimo z uporabo A kot kvadrat frekvence filtra in B D A, kjer je D koeficient dušenja filtra drugega reda iz enačbe (3.66). 3.9 Regulacija enosmerne napetosti zbiralke Regulacija izhodne napetosti ( u dc ) je naloga sledenja referenčni vrednosti pretvornika. Ko je v tokovni zanki vzpostavljen drsni režim [43], enačbo gibanja za pretvornik navzgor lahko zapišemo v obliki: 2 2 2 C ( u ) ( ) ( ) ( ) 2 c uc d Ld i di Ld Lq ucil 2 2 R 2 dt dt (3.67) Ta enačba je glede na kvadrat izhodne napetosti u c linearna. Projektiranje regulatorja napetosti bo pokazano za pretvornik navzgor pri i 0 in d d Ld Lq dc L di / dt L di / dt u. Prvi pogoj definira delovanje s faktorjem moči ena, drugi pogoj pa je izpolnjen, če je padec napetosti na vhodnih dušilkah mnogo manjši od d Lq 46
napetosti vira. Tok d i dc moramo izbrati tako, da ima funkcija U d 2 ( u ) /2, c d 2 2 c ( c ) ( c) u u u odvod po času v obliki du / dt ( u c ) 2. Ta pogoj je izpolnjen pri d d 1 idc k1idc k 1Tuc kuc k1, 0 (3.68) Tu dc kjer je T interval vzorčenja, k je zapisan namesto kt in k-1 je (k-1)t. Odziv zaprte zanke je podan z enačbo 1. reda. du / dtu 0 (3.69) c c Rešitev u C 0 je stabilna z izborom 0. Dobimo odziv prvega reda, ki je neodvisen od parametrov pretvornika. Referenčno vrednost vhodne moči določata idc napetost zbiralke u dc : in d p u i (3.70) dc dc Slika 3.17 kaže kompletno diskretizirano blokovno shemo regulacije enosmerne napetosti in vhodnega toka sistema s spremenljivo strukturo. ON/OFF& Protection Selector d u C u C Voltage Controller d p Reference Current d i ab i ab VSS Current Controller S 1 S 2 S 3 Boost Rectifier u C d q 0 e s ab 123 Slika 3.17: Regulacijska shema. 3.10 Faktor moči Regulacijska shema omogoča oblikovanje sinusne oblike vhodnih tokov. Izračun aktivne in reaktivne komponente toka je izvedena po metodi trenutne vrednosti moči, znani tudi kot pq teorija [47],[48], ki temelji na Clarkini transformaciji, to je 123/ab. Tako dobimo referenčne signale tokov i d sa, i d sb kot: 47
d d i sa 1 esa esb p d 2 2 e e d isb sa esb sb e sa q (3.71) kjer je e e e s sa sb osnovni harmonik omrežne napetosti s v, p d in q d sta referenčna aktivna in reaktivna signala moči. Referenčne vrednosti v trifaznem sistemu d izračunamo z reverzno Clarkino transformacijo. Za faktor moči ena je q 0 in referenčna vrednost toka bo: d sa i d sb i e e e sa 2 2 sa esb e sb 2 2 sa esb p p d d (3.72) Prednost, ki nam jo pq terija ponuja, je tudi ta, da ni potrebna sinhronizacija napetosti z omrežjem. Povprečne vrednosti p in q lahko zlahka dobimo z uporabo nizko prepustnih filtrov. 3.11 Rezultati S ciljem testiranja regulacijskih algoritmov je bila razvita regulacijska shema v okolju Matlab/Simulink. Na slikah 3.18 in 3.19 so prikazani odzivi aktivnega usmernika z ohmskim bremenom na spremembo referenčne vrednosti napetosti in bremena. Vrednosti uporabljenih elementov so L s = 0,5 mh in upornost R s = 0,1 Ω. Breme na enosmerni strani ima nazivno vrednost R L = 22 Ω. Kapacitivnost C = 1,2 mf. Opravljena je bila sprememba bremena s 110 Ω na 22 Ω v času 0,05 s. Interval vzorčenja je bil 20 μs. Opravljena je primerjava odzivov, če je oblika omrežne napetosti sinusna in če vsebuje višjeharmonske komponente. 48
740 150 Udc [V] voltage [V] 720 700 680 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] Power [W] 6 x 104 4 2 0-2 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] 500 0 d U dc U dc p L p 123-500 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] u s1 v g1 current [A] 100 50 0-50 -100-150 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] p.u. 1 0.5 0-0.5-1 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] I L i s1 v g1 i s1 Slika 3.18: Odziv regulatorja na spremembo bremena in reference napetosti Udc [V] voltage [V] 740 720 700 d U dc U dc 680 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] Power [W] 6 x 104 4 2 0-2 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] 500 0 p L p 123-500 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] u s1 v g1 current [A] p.u. 150 100 50 0-50 -100-150 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] 1 0.5 0-0.5-1 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 time [s] I L i s1 v g1 i s1 Slika 3.19: Odziv regulatorja na spremembo bremena in reference napetosti s harmoniki v mreži Legenda: od zgoraj: U d dc referenčna napetost dc zbiralke, U dc dejanska vrednost napetosti, p 123 vhodna moč, p L moč bremena R L, u s1 vejna napetost prve faze pretvornika, v g1 vhodna napetost faze 1, i L bremenski tok, i s1 vhodni tok faze 1. Iz odzivov lahko sklepamo, da lahko s skrbno nastavitvijo parametrov regulatorja dobimo primerne odzive in stabilno progo. Če so v mreži prisotni višji harmoniki, je nastavitev parametrov težja in ne moremo doseči enako dobrih odzivov kot v prejšnjem primeru. 49
1 v g1 1 v g1 0.5 i s1 0.5 i s1 p.u. 0 p.u. 0-0.5-0.5-1 0.04 0.045 0.05 0.055 0.06 0.065 0.07 time [s] -1 0.04 0.045 0.05 0.055 0.06 0.065 0.07 time [s] 100 Analizirani signal 100 Analizirani signal Amplituda [A] 50 0-50 Amplituda [A] 50 0-50 -100 0.115 0.12 0.125 0.13 0.135 Čas[s] -100 0.115 0.12 0.125 0.13 0.135 Čas[s] Amplituda [I f /I max ] 0.04 0.035 0.03 0.025 0.02 0.015 0.01 0.005 Harmonska analiza THD=5,57% 0 0 5000 10000 15000 Frekvenca [Hz] Amplituda [I f /I max ] 0.04 0.035 0.03 0.025 0.02 0.015 0.01 0.005 Harmonska analiza THD=12,3% 0 0 5000 10000 15000 Frekvenca [Hz] Slika 3.20: Izsek odziva in primerjava vpliva višjih harmonikov v mreži S primerjavo odzivov (slika 3.20 levo brez harmonikov, desno s harmoniki) lahko vidimo, kako neugodno vplivajo višjeharmonske komponente v omrežni napetosti. Oblikovanje sinusne oblike toka je oteženo, poveča se vsebnost višjeharmonskih komponent in poslabša THD. Kot smo že pokazali (enačbe (3.32) do (3.35)), se v toku pokažejo mnogokratniki višjih harmonikov napetosti. Izvedena je bila tudi primerjava klasične histerezne in opisane izboljšane metode proženja s ciljem prikaza pridobljenih izboljšav. Slika 3.21 kaže obliko vejne napetosti, uporabljeni vektor in obliko faznih tokov za obe prikazani metodi. 50
500 Histerezni regulator Tabela prehajanja stanj u s1 u L1 U1 [V] 0-500 0.08 0.09 0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16 time [s] 7 6 5 Vector 4 3 2 1 0 0.08 0.09 0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16 time [s] 150 100 N=1820 (T=1ms) N=1760 (T=1ms) i L1 i L2 current [A] 50 0-50 i L3-100 -150 0.08 0.09 0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16 time [s] Slika 3.21: Primerjava histereznega in regulacijskega algoritma s tabelo prehajanja stanj Legenda: od zgoraj: nefiltrirana in filtrirana vrednost u s1, uporabljeni vektor S S1 S2 S3 vseh treh faz, N število preklopov v 1 ms. (,, ), vhodni tok Primerjava klasične histerezne in izboljšane metode proženja (slika 3.21) kaže, da lahko kljub manjšemu številu preklopov ohranimo sinusno obliko mrežnih tokov. Pri tem so se preklopne izgube zaradi manjšega števila preklopov in ob upoštevanju uporabe ničnih vektorjev znižale. Ocena znižanja izgub je odvisna od konkretnih elementov in delovne naloge, gre pa za velikostni razred nekaj procentov. 51
4 Izvedba eksperimentalnega modela Preden lahko določimo (izberemo) ustrezne komponente (slika 4.1), moramo imeti podane zahteve o pogojih delovanja. Projektni podatki so nam v pomoč pri določitvi najvišjih obremenitev, tako tokovnih, napetostnih, temperaturnih kot tudi mehanskih [25]- [28]. V tabeli 4.1 so podani osnovni projektni podatki za usmerniški in razsmerniški močnostni del sistema. Tabela 4.1: Osnovni projektni podatki Parameter Minimalno Nazivno Maksimalno Priključna moč na mreži [kw] 0 50 (60-75)* Napetost napajanja [V] 3x380 3x400 3x460 Stikalna frekvenca pretvornika [Hz] 10000 15000 20000 Valovitost toka (PŠM) - nazivno breme [A pp ] 15 THD toka [%] 5 Faktor moči 1 Priključna moč motorja [kw] 50 Nazivna napetost [V] 3x16 3x400 3x420 Frekvenca napajalne napetosti [Hz] 2 50 200 Faktor moči 0,85 Stikalna frekvenca pretvornika [Hz] 10000 15000 20000 Napetost enosmerne zbiralke [V] 700 Osnovni način hlajenja Vodno * kratkotrajna preobremenitev Čeprav je potrebno za dokončno določitev komponent poznavanje še mnogih drugih parametrov, pa je zgornji nabor lahko dobra osnova za določitev osnovnih močnostnih komponent. Kot smo že nakazali z enačbo (2.8), moramo najprej določiti vrednosti osnovnih pasivnih komponent. Omejili se bomo le na vhodno dušilko in kondenzator enosmerne zbiralke. Za določanje filtra so potrebne predhodne meritve na modelu in nato ustrezno dizajniranje filtra (število stopenj in oblika). 52
Slika 4.1: Vezava sistema z dodanimi senzorji in vklopnim vezjem Na sliki 4.1 so narisani tudi minimalno potrebni dodatni elementi, da sistem lahko priključimo na omrežje ter varno zaženemo in ustavimo. Na prikjučnih sponkah najprej najdemo varovalke, nato vezje za mehki vklop in odklop od omrežja ter gladilne dušilke pretvornika navzgor. Dodan je tudi dodaten tranzistor z nično diodo za priklop zunanje zavore, ki pa ni predmet te obravnave. Merilni senzorji merijo vhodne napetosti, napetost enosmerne zbiralke in vhodne ter izhodne tokove. Prav tako se meri temperatura modulov. Vrednost induktivnosti je pri znani frekvenci, napetosti omrežja (ali napetosti enosmerne zbiralke) in določeni največji valovitosti toka relativno enostavno določiti. Upoštevati moramo tudi zgornjo mejo, saj bi zaradi prevelike vrednosti imeli prevelike padce napetosti na dušilki, časovna konstanta T L/ R odziva sistema pa bi bila velika. Tudi področje delovanja bi si tako omejili bolj, kot bi bilo potrebno. Poleg nazivnih vrednosti parametrov moramo biti pozorni tudi na najvišje vrednosti. Pomembno je, da jedro dušilke tudi pri največji (kratkotrajen prehodni pojav) obremenitvi ne pride v zasičenje. Simulacija sistema v okolju Matlab/Simulink nam je bila v veliko pomoč pri določitvi teh najvišjih vrednosti. Kondenzator moramo že glede na fizično izvedbo tranzistorskih modulov sestaviti iz več manjših vzporedno vezanih kondenzatorjev. Biti morajo za dovolj visoko prebojno napetost in zmožni morajo biti voditi vse komutacijske tokove, ki se pojavijo znotraj pretvornika. Frekvenčni spekter tokov ima dve glavni komponenti. Prva je osnovna in 53
komponenta omrežnega toka, oziroma izhodnega toka motorja, druga pa je komponenta toka zaradi stikalne frekvence PŠM. Vsi tokovi se na enosmerni zbiralki seštevajo, koliko pa dejansko povzročijo toplotnih izgub na kondenzatorjih, je odvisno tudi od njihovih parametrov najbolj od serijske (ESR) in paralelne upornosti. ESR je pomembnejša, saj so izgube odvisne od bremenskega toka in frekvence. Poleg zadostitve tokovnemu pogoju pa mora kapacitivnost biti tudi dovolj velika, da je časovna konstanta T L R L C čim višje, vsekakor pa dovolj daleč od vhodne omrežne T in. Slika 4.2: a) Izvedba vhodne dušilke in b) kondenzatorske baterije Dušilka ima obliko toroida, ki je navit z visokokvalitetno transformatorsko pločevino z mehko magnetilno karakteristiko. Navitje je zaradi lažjega navijanja in zmanjšanja skin efekta izvedeno z več paralelno vezanimi vodniki. Slika 4.3: Induktivnost in izgubna moč dušilke pri spremenljivi frekvenci in toku Meritev dušilke (slika 4.3) je bila opravljena z virom sinusne oblike napetosti. Induktivnost se s spremembo frekvence in toka močno spreminja. Ugodno je to, da je pri 54
majhnih tokovih vrednost precej nad načrtovanimi 250 μh, kar pomeni, da bo za nizke obemenitve pretvornika glajenje toka boljše. Iz rezultatov meritev smo lahko tudi ocenili kolikšne so termične izgube dušilke. Vemo, da bo v realnem pretvorniku dušilka podvržena drugačni, nesinusni obliki napetosti z mnogo harmoniki, vendar je ta meritev dobra osnova za končno oceno primernosti. Pri izboru tipa kondenzatorja moramo paziti na njegove stikalne lastnosti [17]. Izbrali smo MKP (metalizirani polipropilen) tip kondenzatorja, ki je znan po svoji nizki notranji upornosti ESR (in ESL), visoki tokovni obremenljivosti in samozacelitvi. Slika 4.4: Izvleček podatkov za kondenzator iz kataloga proizvajalca [17] Karakteristika impedance v odvisnosti od frekvence ima resonančno frekvenco pri okrog 150 khz. Pri vzporedni vezavi 30 kondenzatorjev je skupna impedanca tudi pri zelo visokih frekvencah pod 1 Ω, kar zagotavlja efektno dušenje konduktivnih motenj. Pri pulzni obremenitvi kondenzatorjev moramo zadostiti tudi pogoju: T du 2 du dt undc naz. (4.1) 0 dt dt 2 ( ) ( ) Pogoj pomeni, da na intervalu obremenitve ne smemo prekoračiti največje dopustne strmine napetosti. S tem je povezana tudi tokovna obremenljivost, ki pa je zelo odvisna od frekvence. Pod dopustno obremenljivostjo tako lahko ostanemo, če vgradimo dovolj veliko število kondenzatorjev. Pogoju o najvišji temperaturi okolice zlahka zadostimo, saj so nazivni podatki podani za T. 85 ok C, kar je višje od načrtovane. Kondenzatorska baterija je pozicionirana med oba IGBT modula. Zaradi boljše izkoriščenosti prostora je izvedena tako, da lahko med sabo povežemo tudi dve zrcalno 55
obrnjeni bateriji. Na ta način podvojimo vrednost kapacitivnosti, ohranimo pa zelo kratke dolžine povezav do IGBT modulov. Slika 4.5: Pritrditev kondenzatorske baterije Kot smo lahko razbrali iz simulacijskih izračunov, mora biti kapacitivnost kondenzatorske baterije večja od 1 mf. V naši izvedbi je ta vrednost 1,2 mf (30x40 μf), kar bi moralo biti tudi ob najneugodnejšem primeru disipacije vrednosti nad minimalno vrednostjo. Nazivna napetost kondenzatorjev (900 V) je dovolj visoka, da zagotovi tudi ob morebitnih kratkotrajnih prenihajih udc do 150 V varno delovanje. Uporaba tiskanih vezij za močnostne povezave namesto bakrenih profilov (zbiralk), je zaradi omejene debeline bakrene folije na tiskanem vezju omejena. Običajna debelina od 75 μm 105 μmje ponavadi dovolj za moči do 40 kw. Za naš primer, kjer so tokovi lahko do 200 A (trajno do 150 A), smo morali temu ustrezno optimirati tiskano vezje. Najprej smo debelino bakra povečali na 150 μm, maksimalno razširili širino povezav ter povečali zahteve za izvedbo metalizacije izvrtin. Napetost enosmerne zbiralke je predpisana na največ 750 V. Temu ustrezno smo optimirali razdalje med priključki kondenzatorjev. Širina zbiralke (180 mm) je dovolj za izvedbo preseka povezave večjega od 25 mm 2, kar je dovolj za najvišjo tokovno obremenitev. Sendvič izvedba zbiralk (negativna zbiralka nad pozitivno) enosmernega vodila pomaga pri zniževanju impedance in filtriranju višjeharmonskih komponent motilnih signalov. S tako izvedbo tudi zagotovimo nizko temperaturo delovanja zbiralke (tiskanega vezja), znižamo toplotne izgube in povečujemo izkoristek in zanesljivost. Če povzamemo, standardno dobavljivo, vendar ustrezno načrtovano tiskano vezje lahko uporabimo za visoke tokovne obremenitve in z njimi nadomestimo bakrene zbiralke, 56
znižamo toplotne izgube, omogočimo uporabo le folijskih kondenzatorjev za izvedbo ter tako povečamo zanesljivost in izkoristek. 57
4.1 Izvedba močnostnega dela Z evalvacijo obremenitev močnostnih aktivnih elementov pridemo do mejnih vrednosti za izbiro elementov. Možna pot je analitična ali s pomočjo simulacije. Tretja pot je uporaba namenskih programskih orodij, ki jih dajejo nekateri proizvajalci močnostnih modulov prosto na voljo. Prva možnost bi prav gotovo dala najbolj točne rezultate, vendar bi morali poznati tudi spremenljivke, ki običajno niso dostopne, na primer upoštevanje nelinearnosti dušilk, harmonska vsebina in nesimetrija napajalne napetosti, parazitne induktivnosti priključkov modulov in podobno. Druga pot je bolj splošna, zahteva pa veliko napora pri programiranju, obravnavani elementi so običajno linearizirani. Rezultati, ki jih dobimo, so lahko zelo dobra osnova pri dizajniranju komponent in hkrati regulacijskih algoritmov ter parametriranju regulatorjev. Tretja metoda je običajno najhitrejša, zahteva pa vnaprejšnjo odločitev za proizvajalca, velikostni razred in tip elementa. Rezultati so običajno zelo točni in odražajo kasnejše obnašanje realnega izdelka. Za naš primer smo s pomočjo simulacije določili največje obremenitve, nato pa s temi podatki verificirali izbor IGBT modulov z uporabo namenske programske opreme [21]. Spodaj so podani rezultati verifikacije izbora. 58
Slika 4.6: Vhodni podatki usmernik in izračunane izgube IGBT modula 59
Slika 4.7: Segrevanje usmernik pri nazivni in spremenljivi obremenitvi 60
Slika 4.8: Vhodni podatki razsmernik in izračunane izgube IGBT modula 61
Slika 4.9: Segrevanje razsmernik pri nazivni in spremenljivi obremenitvi Simulacija obremenitve in segrevanja na slikah 4.6 do 4.9 je bila izvedena za usmernik in razsmernik. Predpostavljeni so stacionarni pogoji delovanja. Iz odzivov je mogoče razbrati porast temperature posameznih elementov znotraj modula (tranzistor, dioda), temperaturo ohišja modula in temperaturo hladilnega telesa. Nadalje je viden porast temperature, če bi se tokovna obremenitev spreminjala oziroma bi spreminjali stikalno frekvenco. 62
Tabela 4.2: Izvleček karakterističnih vrednosti IGBT modula [18] IGBT maksimalne vrednosti V CES 1200 V I C (T C =80 C, T vj =150 C) 300 A P tot 1450 W Tipične vrednosti V CE sat 2,00 V Q G 2,70 μc E on 22,0 mj E off 43,0 mj T d on / T d off 0,30/0,65 μs R thjc 0,085 K/W DIODA tipične vrednosti V F 2,15 V Q r 57,0 μc E rec 26,0 mj R thjc 0,15 K/W FS300R12KE3 (Infineon) Za izbrani modul [18] so v tabeli 4.2 podane nakatere tipične in maksimalne vrednosti. Hitro lahko ugotovimo, da strogo gledanje samo na te vrednosti ne bi privedlo do pravilne izbire modula. Največkrat bi lahko zmotno mislili, da smemo npr. tranzistorje glede na kataloške vrednosti tokovno bistveno bolj obremeniti. Maksimalne vrednosti so pomembne pri nastavitvah mejnih zaščitnih vrednosti, ki se morda zgodijo nekajkrat v celotni življenski dobi sistema in jih ne uporabljamo za izračun pri trajnem delovanju. Kot smo videli, je trajno ohranjanje delovne temperature aktivnih elementov pod najvišjimi vrednostmi ena od najpomembnejših nalog. Da to uspešno opravimo, moramo zagotoviti čim hitrejše odvajanje toplotne energije v okolico. Za naš primer smo se odločili za izvedbo hlajenja z vodo. Ker ne moremo modula kar potopiti v vodo, smo morali zgraditi toplotni izmenjevalnik, skozi katerega prisilno kroži voda (ali drugi hladilni medij) in odvaja toplotno energijo. Izmenjevalnik naj bi imel čim manjše dimenzije in maso, rabil majhno količino vode in hkrati najbolje odvajal toploto. Ker tudi zelo naprednih rešitev [21] z izvedbo turbolatorjev ali drugih hladilnih medijev nismo mogli uporabiti, smo se odločili za kompromisno izvedbo, prikazano na sliki 4.10. 63
Slika 4.10: Izvedba toplotnega izmenjevalnika Gre za izvedbo iz dveh delov, ki jo je preprosto izdelati in prilagajati končni mehanski konstrukciji, nima pa idealnih termičnih lastnosti. Tesnenje pokrova je izvedeno z gumijastim okroglim tesnilom, priključki za dovod in odvod hladilnega medija (vode) pa se vijačijo glede na željo na dveh stranicah. Dimenzija je prilagojena uporabljenemu modulu, kar omogoča enostavno integracijo v sistem. 64
4.2 Proženje, zaščitne funkcije in senzorji Za oba pretvornika sistema smo izbrali enak IGB modul, zato lahko tudi proženje in vse ostale elemente naredimo enake. Tako je izdelava poenostavljena, dobimo pa dva pretvornika, ki sta ekvivalentna in med seboj zamenljiva. Kot osnovo za izvedbo proženja smo izbrali integrirano vezje 1ED020I12-F (slika 4.11) [23],[24],[29]. Slika 4.11: Blokovna shema proženja Integrirano vezje je napredno prožilno vezje za IGBT in MOSFET tranzistorje. Vgrajene ima krmilne in zaščitne funkcije, ki omogočajo zgraditi visoko zanesljiv sistem. Vezje ima dva galvansko ločena dela, za ločenje krmilnih signalov in povratnih signalov o stanju vezja in tranzistorja. Vhodni nivoji signalov so kompatibilni s 5 V logiko in jih lahko direktno vežemo na mikrokrmilnik, izhodni del pa se sme direktno povezati na visokonapetostno stran. Za proženje MOSFET tranzistorjev je dovolj unipolarno napetostno proženje, zato je za znižanje upornosti prožilne stopnje v izklopljenem stanju, na voljo pripenjalnik napetosti, ki dodatno, aktivno, vzdržuje tranzistor v izklopljenem stanju. Kratkostična zaščita je izvedena z detekcijo desaturacije, signal pripravljenosti pa sporoča, ali vezje in proženje tranzistorja delujeta korektno. Notranje zaščitne funkcije in opcije so: podnapetostna zapora (UVLO), status pripravljenosti (READY), časovni stražar (watchdog timer), aktivno zapiranje, invertirajoči in neinvertirajoči krmilni vhod, močnostni izhodni ojačevalnik. Zunanje zaščitne funkcije so: pretokovna zaščita z detekcijo desaturacije, aktivni pripenjalnik (Miller clamp), napetostni pripenjalnik ob kratkem stiku, vhod za ponastavitev (RESET). Podnapetostna zaščita aktivno meri vhodno in izhodno napajalno napetost. Če vhodna napetost pade pod dovoljeno minimalno napetost, zaščita pošlje signal izklopa na izhodni ojačevalnik. Vhodni prožilni signali se ignorirajo, dokler nivo napetosti ni spet 65
znotraj dovoljenih mej. Tudi če napajalna napetost izhodnega ojačevalnika pade pod spodnjo mejo, se tranzistor izklopi in ignorira vhodni signal. Signal READY kaže status treh notranjih zaščit: stanje podnapetosti vhodnega napajanja, stanje napajanja izhodnega ojačevalnika s kratko časovno zakasnitvijo in stanje notranjega prenosa signalov. Signal avtomatsko spremeni stanje v odvisnosti od naštetih zaščit. Časovni stražar vsebuje dva časovnika. Prvi, krajši časovnik (500 ns) zagotavlja varnost s ponovnim pošiljanjem signala vklop/izklop. Drugi daljši časovnik pa spremlja delovanje prenosa ob normalnem delovanju. Če pride do napake prenosa, se tranzistor izklopi in signal READY spremeni stanje. Aktivno zapiranje tranzistorja zagotavlja izklop tranzistorja, če izhodni ojačevalnik ni priključen na napajanje. Z izbiro ustreznega krmilnega vhoda in postavitvijo nivoja na drugem komplementarnem vhodu lahko izberemo ustrezno funkcijo in nivo aktivnega signala za vklop tranzistorja. Zagotovljeno je tudi, da kratkotrajni pulzi (običajno motnje) ne povzročijo vklopa izvede se brisanje kratkotrajnih pulzov. Izhodni ojačevalnik uporablja MOSFET tranzistorje v ojačevalni stopnji. Tako je omogočeno, da je izhodna napetost vedno zelo blizu napajalni napetosti, kar omogoča vzdrževanje znane konstantne napetosti proženja tranzistorja. Tako določa lastnosti proženja predominantno le znana serijska upornost. Tudi izgube so zaradi nizkega padca napetosti nizke. Zaščita z detekcijo desaturacije tranzistorja omogoča kratkostično zaščito tranzistorja. Napetost zasičenja tranzistorja U CEsat merimo na DESAT vhodu preko hitre visokonapetostne diode. Ko napetost na DESAT vhodu naraste na 9 V, se tranzistor izklopi. Istočasno se izhod napake (/FAULT) aktivira. Za zanesljiv potek vklopa je zaščita za kratek nastavljiv čas deaktivirana. Čas deaktivacije je določen z zunanjimi elementi. Aktivno pripenjanje prožilne napetosti omogoča premostitev tokov v krmilnem krogu (Miller current) med izklapljanjem in ob visoki strmini napetosti. To je posebno ugodno pri proženju MOSFET tranzistorjev, ko nimamo negativne napetosti za zapiranje tranzistorjev. Med izklapljanjem se spremlja napetost pripenjalnik aktivira. U GE, in ko ta pade pod 2 V, se 66
V primeru kratkega stika napetost U GE narašča zaradi vpliva Millerjeve kapacitivnosti. Da napetost ne bi preveč narasla, se vklopi pripenjalnik na napajalno napetost ojačevalnika. Če je potreben večji tok ( 500 ma za 10 μs ), se lahko vgradijo dodatne zunanje Schottky diode. Reset ima dve funkciji. Če je signal /RST nizek dlje od definiranega časa, se bo signal napake (/FLT) zbrisal. Druga funkcija je omogočitev oziroma resetiranje vhodnih signalov. Slika 4.12: Prožilna stopnja za eno veja mostiča Razvito je bilo vezje s slike 4.12. Za ostali veji mostiča se vezje enako ponovi. Zagotovljena je galvanska ločitev signalov in napajanja, detekcija kratkega stika z meritvijo desaturacije ter napetostna in tokovna prilagoditev prožilnih signalov za vsakega od šestih tranzistorjev. Tiskano vezje je realizirano v štirislojni tehniki, da so bile razdalje med posameznimi različnimi napetostnimi potenciali velike, kolikor se je dalo. 67
Slika 4.13: Tiskano vezje prožilne stopnje 68
Slika 4.14: Napajanje prožilne stopnje Glavni vir napajanja je enojna enosmerna napetost med 10 V in 15 V. Ker se napajanje prožilne stopnje med delovanjem ne sme spreminjati, je vgrajen dodaten reguliran DC/DC pretvornik navzgor [16], s katerim lahko prilagajamo napetostne nivoje proženja ( U dr ). Galvansko ločitev napajanja in bipolarno napajanje (+16 V /-8 V) pa smo izvedli s preprostim VF transformatorjem. Transformatorja v isti veji proženja mostiča sta zaradi boljšega izkoristka in razporeditve obremenitve prožena protifazno. Moč, ki jo potrebujemo za proženje enega tranzistorja, ocenimo z enačbo: V 16 V GG VGG P ( V V ) Q f (4.2) Gavg GG GG Gtot S Za naš primer so vhodni podatki: -8 V RG int 2,5 Ω R Gon R 2,35 Ω Goff QGtot 2,4 μc f 15 khz P Gavg 6 (16 8 ) 2, 410 15000 0,864 W (4.3) 69
I 16 / 4,85 3,3 A Max I 1,65 A Max P G 0,576 W, P 0,288 W G I VGG I 36 ma VGG Te izračunane vrednosti z ustreznim povečanjem zaradi varnosti uporabimo za dimenzioniranje aktivnih in pasivnih elementov ter napajanja prožilnih stopenj. Meritev omrežne napetosti in enosmerne zbiralke je izvedena, kot kaže slika 4.15. Zaradi nedostopnosti nevtralnega vodnika omrežja merimo medfazne napetosti. Območje je fiksno nastavljeno na 800 V pp, imamo pa možnost prilagoditi se napetostnemu območju A/D pretvornika (3,3 V ali 5 V). Slika 4.15: Merilnik napetosti Diferenčni ojačevalnik omogoča visokoohmsko povezavo potencialov mreže in elektronike. Ker so tokovi povezave zelo nizki, smemo ta način meritve enačiti z vezji, ki imajo galvansko ločene konfiguracije izvedbe. Slaba lastnost vezja pa je nižja frekvenčna meja in uporaba uporov z zelo nizko tolerančno vrednostjo (tipično 0,1 %). 70
Slika 4.16: Tiskano vezje merilnika napetosti Modul se montira neposredno na prožilno stopnjo, vhodni signal napetosti pa se priključi z zunanjimi žičnimi povezavami. Merilnik toka meri vse tri fazne tokove s pomočjo Hall senzorja. Za povečanje občutljivosti, dodatnega filtriranja in prilagoditve offseta je dodatno vgrajen ojačevalnik. Slika 4.17: Merilnik toka Tudi v tem primeru imamo možnost prilagoditi se napetostnemu območju A/D pretvornika (3,3 V ali 5 V). Merilno območje je 150 A (450 A max ), frekvenčna meja pa pri 71
50 khz (-3 db) za male signale oz. do meje maksimalnega dovoljenega segrevanja jedra. Da smo lahko vse module povezali med sabo in mikrokrmilnikom ter zunanjimi perifernimi enotami, smo zgradili povezovalni modul (slika 4.18). Na njem so vsi konektorji za povezavo merilnih modulov, proženja, napajanja, mikrokrmilnika in perifernih enot kakor tudi določen del prilagoditvenih vezij in zaščitni elementi. Slika 4.18: Povezovalni modul 4.3 Mikrokrmilnik Freescale MPC5604P Mikrokrmilniški modul je zgrajen okrog 32b mikrokrmilnika Freescale MPC5604P [19] z jedrom digitalnega signalnega procesorja, vendar brez enote za računanje s plavajočo vejico (FPU). Zgrajen je po principu funkcionalne zanesljivosti in je certificiran za vgradnjo v vozila. Spodaj so skicirani bloki, ki jih ta vsebuje. Za našo aplikacijo je tudi pomembno, da imamo na voljo dovolj PŠM modulov, A/D pretvornikov, programskega in delovnega spomina ter perifernih komunikacijskih povezav. 72
Modul poleg konektorjev vsebuje še napajalnik in periferijo za komunikacijo in programiranje. Slika 4.19: Blokovna shema in tiskano vezje mikrokrmilnika Vsa programska oprema se izvaja na ciljnem mikrokrmilniškem sistemu. Osnova programske opreme je dogodkovno orientiran sistem vodenja, ki je izveden z uporabo prekinitvene logike mikrokrmilnika. Kot prekinitvene rutine niso izdelani samo programi za delovanje v realnem času, ampak tudi velik del zaščit, kot so npr. pretokovne in prenapetostne zaščite in napake delovanja stikal pretvornika. Izdelana programska oprema omogoča preizkušanje strojne opreme, vodenje usmernika s korekcijo faktorja moči in vodenje izmeničnega motorja. Načrtovana je na podlagi avtomata stanj, kar omogoča izboljšano preglednost in s tem zanesljivejše delovanje. Dodatno je s tem poenostavljeno iskanje napak. Izdelan je tudi pripadajoč uporabniški vmesnik, ki omogoča preizkušanje sistema. Poseben poudarek v programski opremi je na zaščitnih funkcijah, ki predstavljajo pomemben del kode. Izvedene so znotraj programa za izvajanje v realnem času in kot dogodkovno krmiljeni programski moduli (prekinitvene rutine). V okviru dogodkovno krmiljenih modulov se nekatere zaščitne funkcije ujemajo s tistimi iz programa v realnem času, kar omogoča višjo stopnjo varnosti delovanja. Končno sestavljen sistem kaže spodnja slika. 73
Slika 4.20: Sestavljen sistem in dušilke z vklopnim vezjem Lahko vidimo, da smo dosegli zelo kompaktno izvedbo sistema dveh pretvornikov v primerjavi z znanimi izvedbami [15],[18],[21],[25]. Uporabili smo razpoložljive standardne komponente in z njmi izvedli modularno kompaktno konstrukcijo. Zaradi uporabe folijskih kondenzatorjev za enosmerno zbiralko se velikost ni bistveno povečala, dosegli smo celo boljše možnosti vpliva na posamezne dimenzije in tako ohranili 74
nizek profil izvedbe, ki omogoča lažjo vgradnjo v prostorsko omejene objekte. Možnost izbire med zračnim in vodnim hlajenjem nam nalogo še dodatno olajša. 4.4 Prikaz rezultatov Kot elektromotor je bil uporabljen sinhronski motor s trajnimi magneti (PMSM prikazuje ga slika 4.21), ki zaradi boljše izkoriščenosti magnetnega materiala uporablja koncentratorje polov. Slika 4.21: Rotor in stator PMSM Motor ima zunanji rotor in nazivni navor 70 Nm pri hitrosti vrtenja rotorja 7000 min -1. Izdelan je za napetost 400 V. Zaradi zahtevane visoke vrtilne hitrosti je število polovih parov majhno, nizke so tudi izgube v navitju in vrtinčne izgube. Prikazani rezultati so pridobljeni z uporabo simulacij v orodju Matlab/Simulink [14], ker uporabniški vmesnik realnega sistema ne omogoča sočasnih prikazov tako velikega števila spremenljivk v dani časovni bazi [51]. Prikazano je vodenje usmernika s PFC in PMSM za primer zagona iz mirovanja do hitrosti vrtenja 300 rad/s po rampi, katere strmina določa zagonski navor in tok. 75
4.5 Simulacijski model PFC in pretvornika za vodenje motorjev Simulacijski model trifaznega pretvornika za orodje Matlab/Simulink podaja slika 4.22, model modulatorja in proženja pa slika 4.23. Pretvornik je modeliran z diskretnimi elementi (slika 4.24) zaradi možnosti meritve tokov in napetosti na posameznih elementih. Slika 4.22: Model pretvornika Slika 4.23: Model modulatorja in proženja 76
Slika 4.24: Model ene veje pretvornika z uporabo diskretnih elementov 4.6 Simulacijski model PMSM Simulacijski model PMSM podajata slika 4.25 za uporabo v SimPowerSystems in slika 4.26 (model v koordinatah rotorskega polja). Parametri modela se nastavljajo v okviru okna Model Properties, pod zavihkom Callbacks (slika 4.27). Slika 4.25: Model PMSM za SimPowerSystem 77
Slika 4.26: Model PMSM v koordinatah rotorskega polja Slika 4.27: Nastavitev parametrov sistema 78
4.7 Vodenje PFC Načrtovan je bil algoritem vodenja, ki uporablja vektorsko vodenje toka v orientaciji omrežne napetosti z nadrejeno regulacijo napetosti enosmerne zbiralke. Vodenje omogoča štirikvadrantno robustno delovanje v širokem področju parametrov, obenem pa je primerno za izvedbo na predvidenem mikrokrmilniškem sistemu. Kazalčni diagram pretvornika, povezanega na omrežje, kaže slika 4.28. Iz diagrama je mogoče razbrati potrebno kompenzacijsko napetost, da dosežemo ustrezni fazni kot. Im I U S U jli U U IZ S Z R jl -nastavljiv fazni kot RI Slika 4.28: Kazalčni diagram usmernika Z uporabo Parkove in Clarkine transformacije pretvorimo model in dobimo zapis v koordinatah napetosti omrežja. Transformacijski kot Θ izračunamo: atan 2 u, u (4.4) kjer sta u a in u b : b a ua u (4.5) 1 1 ub u3 u2 (4.6) 3 Napetost v koordinatah vira izračunamo z: sin u u cos u (4.7) d a b cos u u sin u (4.8) q a b 79
Tok skozi dušilko zapišemo v koordinatah napetosti omrežja: t id jiq i (4.9) kjer je: sin i i cos i (4.10) d a b cos i i sin i (4.11) q a b ia i (4.12) 1 1 ib i3 i2 (4.13) 3 Modulacijsko napetost predstavimo kot: u u ju (4.14) s sd sq Iz napetosti v koordinatah napetosti omrežja dobimo napetost v fiksnih koordinatah: sin u u cos u (4.15) sa sd sq cos u u sin u (4.16) sb sd sq Fazne modulacijske napetosti dobimo iz: u s1 u (4.17) sa 1 3 us2 usa usb 2 2 (4.18) 1 3 us3 usa usb 2 2 (4.19) Model sistema zapišemo kot: 80
did L ud RLid Liq usd dt diq L uq RLiq Lid usq dt dudc u C idc iload id Sd iqsq dt R dc load (4.20) kjer so: L induktivnost dušilke R L upornost navitja dušilke C kapacitivnost kondenzatorja enosmerne zbiralke R load upornost bremena u dc napetost enosmerne zbiralke i dc tok v enosmerni zbiralki i d, i q tokovi napajalne napetosti u d, u q napajalne napetosti u rd, u rq modulacijske napetosti v koordinatah napajalne napetosti kotna frekvenca omrežne napetosti Model lahko zapišemo z upoštevanjem modulacijskega faktorja: did L ud RLid Liq urd dt diq L uq RLiq Lid urq dt du u u C i i i S i S mi dt R R dc dc load d d q q dc d dc load load (4.21) kjer je m modulacijski faktor. Algoritem vodenja je bil razvit v aritmetiki s plavajočo vejico, nato pa prilagojen uporabljeni procesorski opremi s celoštevilčno aritmetiko. Program je napisan v programskem jeziku C v osnovni strukturi končne programske opreme. Posamezne funkcije programske opreme so lahko neposredno in brez prilagoditev vključene v končno verzijo, delujočo na ciljnem vgrajenem sistemu. 81
Vodenje je izvedeno s kaskadno regulacijo, z notranjo tokovno in zunanjo napetostno regulacijsko zanko (slika 4.29). Izhod iz tokovne zanke je signal modulacijske napetosti. Izhod regulatorja napetosti enosmerne zbiralke je referenca toka. u dcref edc u dc nap. reg. u s i sref es i s tok. reg. PŠM s aktivni usmernik Slika 4.29: Princip vektorskega vodenja Če je potrebno vodenje z višjo dinamiko, moramo izvesti še kompenzacijo križnih vplivov. Tako, izboljšano shemo kaže slika 4.30. * u dc * i q 0 1Lid Li 1 q u s * u d * u q PŠM u dc VSI i sd i sq dq 123 i 1,2,3 1 u s d dt dq u 123 u 1,2,3 Slika 4.30: Algoritem vektorskega vodenja s kompenzacijo sklopljenosti 82
Za pretvornik uporabimo naslednje parametre: Tabela 4.3: Parametri pretvornika Spremenljivka in njena vrednost Udcref = 700 frek = 50 UCzac = 565 Ts = 1/10000 C = 1.2e-3 RL = 0.1 L = 0.5e-3 Compensation = 1 Tui = Rload*C Kru = Tui/0.005 Uregsat = 150 t_sim = 0.1 a_gain = 0.001 Krr = L/0.0002 Krid = Krr Trid = 0.001 Udsat = 700 Kriq = Krr Triq = 0.001 Uqsat = 700 Opis Referenčna vrednost napetosti enosmerne zbiralke Frekvenca omrežne napetosti Začetna vrednost napetosti na kondenzatorju Čas tipanja Kapacitivnost kondenzatorja na enosmerni zbiralki Upornost navitja reaktorske dušilke Induktivnost navitja reaktorske dušilke Kompenzacija: 1 vključena, 0 izključena Časovna konstanta PI regulatorja napetosti na enosmerni zbiralki Ojačenje PI regulatorja napetosti na enosmerni zbiralki Omejitev izhoda PI regulatorja napetosti na enosmerni zbiralki Trajanje simulacije Kompenzacijski faktor Ojačenje PI regulatorja toka iz omrežja Ojačenje PI regulatorja toka iz omrežja za komponento d Časovna konstanta PI regulatorja toka iz omrežja za komponento d Omejitev izhoda PI regulatorja toka iz omrežja d-os Ojačenje PI regulatorja toka iz omrežja za komponento q Časovna konstanta PI regulatorja toka iz omrežja za komponento q Omejitev izhoda PI regulatorja toka iz omrežja q-os 83
4.8 Vodenje PMSM Za vodenje PMSM je izvedeno vektorsko vodenje. Gre za, preprosto povedano, razklopitev vodenja po navoru in magnetnem sklepu. Izvedba je preko ustreznih transformacij toka, ki jih preslikamo v koordinatni sistem rotorskega polja. Z vzdolžno komponento d krmilimo magnetilni tok, s prečno komponento q pa navor. Ker imamo v našem primeru magnetenje zagotavljeno s trajnim magnetom, je želena vrednost magnetilne komponente statorskega toka i * sd postavljena na 0. * i sq u sq dq * u sa PŠM u dc VSI * i sd i sd u sd ab ab dq * u sb 123 ab i 1,2,3 PMSM Slika 4.31: Blokovna shema vodenja PMSM V primeru želene višje dinamike sistema motorja je potrebno izvesti še dodatno razklopitev med magnetilno in navorno komponento statorskega toka. Osnovni princip podaja slika 4.32, kjer vhoda e sd in e sq, označena z rumeno barvo, kompenzirata komponente, označene z rdečo barvo. Na ta način postane vodenje posameznih vej neodvisno. 84
i sq * - + PI u + sq + e sq - - 1 L s R s 1 s i sq L s ψ sq T L T e + - 1.5p 1 J 1 s ω p 1 s φ i * sd =0 + - PI e sd - u sd + + + - 1 L s 1 s i sd L s ψ e + + ψ sd R s Slika 4.32: Blokovna shema vodenja PMSM s kompenzacijo sklopljenosti Za razklopitev je v simulacijski shemi uporabljen blok IPMSM decouple, katerega vsebino kaže slika 4.33. Slika 4.33: Blok IPMSM decouple Parametri pretvornika se nastavljajo v oknu Model Properties, pod zavihkom Callbacks (slika 4.34). 85
Slika 4.34: Nastavitev parametrov sistema (motorja in pretvornika) 4.9 Simulacijski rezultati vodenja PMSM z uporabo PFC Parametri motorja so nastavljeni v oknu Model Properties, pod zavihkom Callbacks (slika 4.34). Tabela 4.4: Parametri motorja Spremenljivka in njena vrednost Ls = 230e-6 Rs = 7.7e-3 Psi_e = 0.12 J = 0.001 B = 0.5 P = 4 Decoupling = 1 Kid = Ls/0.001 Tid = Ls/Rs Kiq = Ls/0.001 Tiq = Ls/Rs Kpw = 40 Opis Induktivnost statorskega navitja Upornost statorskega navitja Magnetni pretok rotorja Vztrajnostni moment motorja Koeficient viskoznega trenja v ležajih motorja Število polovih parov motorja Spremenljivka za vklop (1) in izklop (0) rezklopitve vodenja motorja PI regulator toka i sd ojačenje PI regulator toka i sd časovna konstanta PI regulator toka i sq ojačenje PI regulator toka i sq časovna konstanta PI regulator hitrosti vrtenja ojačenje 86
Tiw = J/B ttlx = 0.01 TLx = 0 PI regulator hitrosti vrtenja časovna konstanta Trenutek vklopa dodatne obremenitve Navor dodatne obremenitve Slika 4.35: Model vodenja PMSM z uporabo PFC Naloga je bila zagon aktivnega usmernika na nazivno vrednost napetosti u 700 V ter izvesti skočno obremenitev usmernika z motorjem pri dveh različnih dc navorih in z reverziranjem motorja s +300 na 300 rad/s (slike 4.36 do 4.40). 87
iq ir 200 100 0-100 -200 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 time [s] 100 50 0-50 -100 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 time [s] Udc 800 700 600 500 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 time [s] u1[v], i1[a] u2[v], i2[a] u3[v], i3[a] 400 200 0-200 -400 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 time [s] 400 200 0-200 -400 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 time [s] 400 200 0-200 -400 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 time [s] Slika 4.36: Vodenje PMSM z uporabo PFC fazni tokovi in napetost usmernika 800 750 700 Udc[V] 650 600 550 500 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 time [s] 100 50 ir[a] 0-50 -100 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 time [s] Slika 4.37: Napetost enosmerne zbiralke v odvisnosti od obremenitve Sliki 4.36 in 4.37 kažeta delovanje aktivnega usmernika ob spremenljivi obremenitvi. Ob spremembi karakterja bremena iz porabnika v generator se enako spreminja tudi smer pretoka energije omrežja. 88
100 50 u 1,u 2,u 3 [V] 0-50 -100 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 t[s] 200 100 i 1,i 2,i 3 [A] 0-100 -200 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 t[s] Slika 4.38: Fazne napetosti in tokovi motorja 200 torque: T e 180 160 140 120 T e [Nm] 100 80 60 40 20 0 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 t[s] Slika 4.39: Navor motorja 89
350 angular speed: r 300 250 200 r [rad/s] 150 100 50 0 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 t[s] Slika 4.40: Hitrost motorja Odziv izvedbe vodenja motorja kažejo slike 4.38 do 4.40. Gre za zagon motorja ob nazivni obremenitvi od 0 do 300 rad/s po definirani rampi. Naklon rampe je nastavljen tako, da tokovi motorja ostajajo v mejah nazivnih vrednosti. Lahko vidimo, da navor motorja le ob zagonu za kratek čas preseže nazivno vrednost. 4.10 Meritve na laboratorijskem modelu Na sliki 4.41 je prikazano laboratorijsko merilno mesto s pretvorniškim sistemom in merilno opremo, kjer so bile opravljene meritve. Sistem je napajan iz nastavljivega vira omrežne napetosti. Na izhodnem, motorskem pretvorniku, je priključen trifazni sinshronski stroj s trajnimi magneti. Za meritev tokov in napetosti se uporabljajo tokovne klešče in diferenčne napetostne sonde proizvajalcev Tektronix in Hameg. Digitalni spominski osciloskop služi za zajemanje in shranjevanje merilnih rezultatov. Poleg opisane merilne opreme je sistem priključen na nadzorni sistem, ki deluje na osebnem računalniku in preko grafičnega vmesnika omogoča upravljanje, nastavljanje parametrov, nadzor in zajemanje večine veličin sistema [51]. 90
Slika 4.41: Laboratorijski model merilno mesto Na osebnem računalniku je tudi programska oprema, grafični vmesnik, ki omogoča prenos ciljnega programa oziroma programiranje mikrokrmilnikov sistema. Povezava je izvedena z ustreznimi USB vmesniki za serijsko povezavo in JTAG (Joint Test Action Group) vmesnikom za programiranje. S pomočjo vmesnika se vrši tudi zajemanje in prikaz zajetih zunanjih in notranjih veličin sistema, prikaz stanja delovanja in napak, parametriranje in vodenje, oziroma prehode med razlicnimi načini delovanja sistema. Slika 4.42: Grafični vmesnik 91
Na naslednjih slikah je prikazanih nekaj značilnih odzivov, ki kažejo delovanje usmernika in razsmernika. Slika 4.43: Zagon aktivnega usmernika Slika 4.44: Zagon aktivnega usmernika detajl Sliki 4.43 in 4.44 kažeta delovanje aktivnega usmernika ob zagonu. Krivulje 1,3 in 4 kažejo vejne napetosti na vhodu usmernika, krivulja 2 pa tok skozi dušilko prve faze. Testirali smo tudi delovanje zaščitnih funkcij. Spodnja slika kaže izklop pretvornika ob aktiviranju prenapetostne zaščite. 92
Slika 4.45: Test aktiviranja prenapetostne zaščite Izklop sitema nastopi, ko napetost enosmerne zbiralke preseže 400 V. Tok dušilk pade s časovno konstanto sistema s 45 A in doseže 0 A v času 0,8 ms. Slika 4.46: Vklop razsmernika iz pasivnega v aktivno stanje mirovanja Razsmernik iz pasivnega stanja, ko so vsa stikala izklopljena, vklopimo v aktivno stanje, ko sta aktivna le vektorja 0 in 7. Stikalna frekvenca je 10 khz, kar pri vektorski regulaciji toka pomeni, da bo, ker se formiranje napetosti vrši na vsako polovico prekinitvenega intervala, motor "čutil" frekvenco 20 khz. 93
5 Zaključek Uporaba naprednih polprevodniških elementov in kvalitetnih nizko-izgubnih in frekvenčno zmogljivih kondenzatorjev za izvedbo enosmerne zbiralke dovoljuje delovanje pretvorniškega sistema z visokimi preklopnimi frekvencami, ki do sedaj niso bile možne, istočasno pa odprava elektrolitskih kondenzatorjev v enosmerni zbiralki pretvorniškega sistema omogoča delovanje pri bistveno višji temperaturi elementov. Sami polprevodniški elementi omogočajo delovanje pri relativno visoki temperaturi (160 C temperature spoja), vendar je glavna omejitev najvišja temperatura delovanja nekaterih pasivnih elementov, kot so npr. elektrolitski kondenzatorji (85 C do 105 C). Elektrolitske kondenzatorje lahko izločimo iz sistema z dvigom stikalne frekvence pretvorniškega sistema. Razvoj tehnologije v zadnjih letih je izboljšal lastnosti polprevodnikov. Dvig frekvence istočasno zmanjša potrebo po dimenzijsko velikih hranilnikih energije, kot so poleg kondenzatorjev tudi magnetne komponente (dušilke). Ovrednotena je uvedba novih polprevodniških komponent, kar se izraža v večjem temperaturnem obsegu delovanja, podaljšani življenjski dobi in bistveno zmanjšanih dimenzijah tako organiziranih polprevodniških sistemov. Zgrajena sta dva dvosmerna IGBT pretvornika moči 50 kva. Prvi pretvornik moči je priključen na omrežje in omogoča aktivno usmerjanje (v generatorskem režimu delovanja motorja lahko napaja omrežje kot tokovni vir). Drugi pretvornik pa napaja izmenični motor, ki lahko deluje v vseh štirih kvadrantih. Vmesni enosmerni krog je zgrajen iz kvalitetnih folijskih kondenzatorjev. Hlajenje močnostnih elementov je izvedeno z vodo s posebno izvedbo hladilnih elementov. Pretvornik je opremljen z mnogimi senzorji električnih in neelektričnih veličin, s pomočjo katerih je omogočena analiza delovanja in izvedba naprednih regulacijskih algoritmov. Uporabljen je napredni Freescale MPC5604P mikrokrmilnik. Predstavljeni 50 kva 400 V pretvorniški sistem daje možnost kompenzacije jalove moči ter izboljšanja THD vhodnega toka in napetosti. Omogočeno je zračno ali vodno hlajenje. Uporabljen je 50 kw motor na osnovi TFM tehnologije. Sistem je uporaben v električnih vozilih, industrijskih aplikacijah ter za preizkuševališča pogonov visokih moči, kar omogoča aktivnego zaviranje in vračanje energije v omrežje. 94
Odprti napredni mikroračunalniški sistem omogoča razvoj in analizo delovanja naprednih regulacijskih algoritmov v realnem času ter zajemanje zunanjih izmerjenih in notranjih izračunanih veličin in prenos na osebni računalnik za nadaljnjo obdelavo. Uporaba naprednih algoritmov za generiranje modulacijskih vzorcev znižuje preklopne izgube, znižuje harmonsko vsebino višjih harmonikov toka in tako povečuje izkoristek. Uporaba kvalitetnih folijskih kondenzatorjev z nizko ESR in kompaktna izvedba sistema lajša izvedbo ukrepov za zniževanje konduktivnih in sevalnih motenj ter tako znižuje velikost in ceno dodatnih filtrov. Regulacija napetosti enosmerne zbiralke je zagotovljena tudi v primeru izpada ene fazne napetosti in omogoča delovanje (z zmanjšano močjo) ob ohranitvi sinusne oblike toka. Reguliran faktor moči znižuje obremenitev omrežja in komponent aktivnega usmernika, hkrati pa pomaga pri izboljševanju kvalitete energije omrežja. Z vgradnjo motorskega pretvornika omogočimo obstoječim in novim pogonom delovanje v širokem območju hitrosti, od nič do nazivnih vrtljajev in čez, kar je zagotovljeno z visoko napetostjo enosmerne zbiralke. Štirikvadrantno delovanje, torej dvosmerni pretok energije, delovanje v generatorskem in motorskem režimu, sinusna oblika toka in napetosti z nizko vsebnostjo višjih harmonikov omogočajo vključevanje sistema v aktivna omrežja prihodnosti (smart grids). Dodatno je omogočeno vplivanje na proizvodnjo in porabo jalove energije. Doktorsko delo vsebuje naslednje prispevke k znanosti: Izvirna izvedba pretvorniškega sistema za dvosmerni pretok energije. Izboljšanje izkoristka, znižanje vpliva na okolje in omogočeno delovanje pri višjih preklopnih frekvencah. Izvirna rešitev reguliranega dvosmernega pretoka energije trifaznega pretvornika. Nastavljiv faktor moči ter sinusna oblika faznih tokov z nizko vsebino višjeharmonskih komponent. Prilagodljivost širokemu območju spreminjanja vhodne napetosti in frekvence vira napajanja. Razširjeno območje izhodne napetosti in frekvence. Izvirnost znanstvenih prispevkov je potrjena z objavami v mednarodnih znanstvenih revijah ter na domačih in mednarodnih znanstvenih in strokovnih konferencah. 95
6 Literatura [1] T. Noguchi, A. Sato, Direct power control based indirect AC to AC power conversion system, 13th European Conference on Power Electronics and Applications, EPE '09. [2] J.W. Kolar, T. Friedli The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems IEEE 33rd International Telecomunication conference, INTELEC 2011. [3] C. Liu, B. Wu, N. Zargari, D. Xu, A novel nine-switch PWM rectifier-inverter topology for three-phase UPS applications, European Conference on Power Electronics and Applications, EPE.2007. [4] M. Milanovic, E. Urlep, J. Horvat, Low Power Three Phase to Single Phase Converter for Boat Application, Proceedings of the 41st International Universities Power Engineering Conference, UPEC '06. Volume: 2. [5] E. Urlep, Vodenje trifaznega usmernika s korekcijo faktorja moči v veternih turbinah, diplomsko delo, Maribor, 2003. [6] M. Takiguchi, M.A. Mannan, T. Murata, J. Tamura, T. Tsuchiya, Multi-Input and Multi-Output Control System of PWM Converter/Inverter-Fed IPMSM Drive, Proceeding of International Conference on Electrical Machines and Systems 2007, Oct. 8~11, Seoul, Korea. [7] M. Heydari, A. Fatemi, A. Yazdian Varjani, M. Mohamadian, A novel reduced switch count single-phase to three-phase AC/AC converter, IECON 2011 37th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society. [8] N. Š. Behlilović, A. Šabanovič, Statički pretvarači:topologije i upravljanje, Elektrotehnički fakultet Sarajevo, 2009 XV, 212 str. [9] M. Milanovič, Močnostna elektronika, 1. izdaja FERI, 2007. [10] J.W. Kolar, F.C. Zach, Losses in PWM converters using IGBTs: on the effect of bus-clamping on the distortion of the AC-side currents. Electric Power Applications, IEE Proceedings Volume: 144, Issue: 2. [11] P. Ranstad, H.P. Nee, On Dynamic Effects Influencing IGBT Losses in Soft- Switching Converters, IEEE Trans. Power Electronics, vol. 26, no. 1, pp. 260 271, 2011. [12] R.S. Chokhawala, S. Sobhani, Switching Voltage Transient Protection Schemes for High-Current IGBT Modules, IEEE Trans. Industry Applications, Vol. 33, NO. 6, November/December 1997. [13] I. Cadirci, A. Yafavi, M. Ermis, Unity power factor boost converter with phase shifted parallel IGBT operation for medium power applications, IEE Proceedings Electric Power Applications, vol. 149, no. 3, pp. 237-244, 2002. [14] H. Moore, MATLAB for Engineers, 2/E, Prentice Hall, 2009. [15] Bergquist (www.bergquistcompany.com), Insulated Metal Substrate Thermal Management, Technical library: Data sheets, Articles, Application Notes. 96
[16] Poweresim, Switch Mode Power Design Software, (http://www.poweresim.com), Transformer design, DC/DC converter design. [17] Vishay, Metallized Polypropylene Film Capacitors, (www.vishay.com/capacitors), Capacitors data sheets. [18] Infineon, EconoPACK IGBT Modules data sheets, (www.infineon.com): Power modules data sheets. [19] Freescale, http://www.freescale.com/webapp/sps/site/prod_summary.jsp?code=mpc560xp [20] Semikron, SKiiP Modules and Power Modules Data Sheets (www.semikron.de): Componts, Systems & Solutions, Knowledge Base. [21] Semikron, Application manual for Semiconductors (http://www.semikron.com/skcompub/en/application_manual_2010-4165.htm) [22] W. W. Sheng, R.P. Colino, Power Electronic Modules Design and Manufacture, CRC Press, 2005. [23] Concept SCALE-2 Next Generation of Highly Integrated IGBT Gate Drivers. [24] P. Kviz, R. Hemmer, and M. Wendt, Digital Drivers with Exceptional Protection, Bodo's Power Systems, Jan. 2009. [25] International Rectifier, IGBT Design Guide, IGBT-4 Vol.1, April 1998. [26] G.L. Skibinski, D.M. Divan, Design Methodology & Modeling of Low Inductance Planar Bus Structures, EPE Brighton, September 1993. [27] A. Hefner, An improved understanding of the transient operation of the power insulated gate bipolar transistor, IEEE Trans. Power Electronics, October 1990. [28] J. Catt, R. Chokhawala, and B. Pelly, Introduction to the 600V Add-A-Pak and Int- A-Pak IGBT modules, International Rectifier Corp., Application Note AN-988. [29] G. Castino, A. Dubhashi, S. Clemente, and B. Pelly, Protecting IGBT`s against short circuit, First Annual Motion Control Technology Conference West, Oct. 1990. [30] I. Jun Ichi, I. Sato, A. Odaka, H. Ohguchi, H. Kodachi, N. Eguchi, A novel approach to practical matrix converter motor drive system with reverse blocking IGBT, IEEE Trans. Power Electronics, vol. 20, no. 6, pp. 1356 1363, 2005. [31] H. Akagi, H. Hasegawa, and T. Doumoto, Design and performance of a passive EMI filter for use with a voltage-source PWM inverter having sinusoidal output voltage and zero common-mode voltage, IEEE Trans. Power Electron., vol. 19, no. 4, pp. 1069 1076. [32] A. Nagel and R. W. De Doncker, Systematic design of EMI-filters for power converters, in Conf. Rec. IEEE-IAS Annu. Meeting, 2000, pp. 2523 2525. [33] L. Tihanyi, Electromagnetic Compatibility in Power Electronics, IEEE Press, 1995. [34] Meng Jin, Ma Weiming, Power Converter EMI Analysis Including IGBT Nonlinear Switching Transient Model Converter, IEEE Trans. Industrial Electronics, vol. 53, no. 6, pp. 1577 1583, 2006. 97
[35] M. Liserre, F. Blaabjerg, and A. Dell Aquila, Step-by-step design procedure for a grid-connected three-phase PWM Voltage Source Converter, Int. J. Electron., vol. 91, no. 8, pp. 445 460, Aug. 2004. [36] M. Liserre, A. Dell Aquila, and F. Blaabjerg, Genetic algorithm based design of the active damping for a LCL-filter three-phase active rectifier, IEEE Trans. Power Electron., vol. 19, no. 1, pp. 76 86, Jan. 2004. [37] E. J. Bueno, F. Espinosa, F. J. Rodríguez, and J. U. S. Cobreces, Current control of voltage source converters connected to the grid through an LCL-filter, in Proc. IEEE PESC 04, vol. 1, 2004, pp. 68 73. [38] A. M. Hava, T. A. Lipo, and W. L. Erdman, Utility interface issues for line connected PWM voltage source converters: a comparative study, in Proc. IEEE APEC 95, vol. 1, 1995, pp. 125 132. [39] H.M. Suryawanshi, M.R. Ramteke, K.L. Thakre and V.B. Borghate, Unity-Power- Factor Operation of Three-Phase ac-dc Soft Switched Converter based on Boost Active Clamp Topology in Modular Approach, IEEE Trans. Power Electron., vol. 23, no. 1, pp. 229 236, 2008. [40] J. Korelic, K. Jezernik, Predictive VSS Control of Unity Power Factor Rectifiers, IET Trans. Power Electron., doi: 10.1049/iet-pel.2012.0277, pp: 1 10, 2013 [41] A. Tilli A and A. Tonielli, Sequential Design of Hysteresis Current Controller for Three-Phase Converter, IEEE Trans. Industrial Electron., vol. 45, no. 5, pp. 771 781, 1998. [42] P. J.G. Ramadge, and W. M. Wonham, The Control of Discrete Event Systems, Proceedings of the IEEE, vol.77, no. 1, pp. 81 99, 1989. [43] V.I. Utkin, Sliding Modes in Control and Optimization, Springer Verlag, Berlin, 1992. [44] M.N. Cirstea, Modeling Environment for Power Electronic Systems Integrated Development and Controller Prototyping, Proc. of IEEE ISIE 2005, Dubrovnik, Croatia, 2005. [45] P.C. Pong, RTL Hardware Design using VHDL, John Wiley and Sons, Hoboken NJ, 2006. [46] P. Antoniewicz and M.P. Kazmierkowski, Virtual-Flux-Based Predictive Direct Power Control of AC/DC Converters with Online Inductance Estimation, IEEE Trans. Industrial Electron., vol. 55, no. 12, pp. 4381 4390, 2008. [47] A. Sabanovic, K. Jezernik, and N. Sabanovic, Sliding Modes Applications in Power Electronics and Electrical Drives, in Y.U. Xinghuo, X.U. Jian-Xin, (ed.) Lecture notes in control and information sciences, 1st ed., pp. 223 251. Springer Verlag, Berlin, 2002. [48] H. Akagi, Y. Kanazava and A. Nabae, Generalized Theory of the Instantaneous Reactive Power in Three-Phase Circuits, in Proc. of the 1983 Int. Power Electron. Conference, Tokyo, Japan, 1983. [49] B. Bomar, Implementation of a micro programmed control in FPGA, IEEE Trans. Industrial Electron., vol. 49, no. 2, pp. 415 422, 2002. 98
[50] C. H. da Silva, R. R. Pereira, L. E. B. da Silva, G. Lambert-Torres, B. K. Bose, and S. U. Ahn, A digital PLL scheme for three-phase system using modified synchronous reference frame, IEEE Trans. Industrial Electron., vol. 57, no. 11, pp. 3814 3821, Nov 2010. [51] M. Rodič, J. Korelič, KC-SURE (Kompetenčni center Napredni sistemi učinkovite rabe električne energije) Rezultati simulacij vodenja PMSM napajanje s PFC in diodnim usmernikom, Poročilo, 2012. [52] K. Jezernik, J. Korelic, R. Horvat, PMSM Sliding Mode FPGA-Based Control for Torque Ripple Reduction, IEEE Trans. Power Electron., vol. 28 no.7, pp. 3549 3556, 2013 99
Življenjepis Jože Korelič se je rodil 18. 03. 1956 v Zajercih. Med leti 1963 in 1971 je obiskoval osnovno šolo v Sečovljah. Leta 1974 je uspešno zaključil poklicno šolo za elektromehanika na EGŠC (elektrogospodarski šolski center) v Novi Gorici. Nato se je vpisal na Fakulteto za elektrotehniko, računalništvo in informatiko v Mariboru, kjer je diplomiral leta 1979 na univerzitetnem študijskem programu smer Elektrotehnika. Leta 1980 se je zaposlil na Inštitutu za robotiko (FERI) kot tehniški sodelavec, asistent in raziskovalec na študijski smeri elektrotehnika. Leta 2010 je magistriral na Fakulteti za elektrotehniko, računalništvo in informatiko v Mariboru (FERI) na univerzitetnem študijskem programu smer Elektrotehnika. Zaposlen je na Inštitutu za robotiko kot raziskovalec. Njegov raziskovalni interes obsega delo na področju močnostne elektronike, motorskih pogonov, električnih vozil in robotike.
Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Smetanova ulica 17 2000 Maribor, Slovenija I Z J A V A D O K T O R S K E G A K A N D I D A T A Podpisani a Jože Korelič, vpisna številka 95036004. i z j a v l j a m, da je doktorska disertacija z naslovom Napredni 50 kva dvosmerni aktivni trifazni IGBT AC/AC pretvornik z visoko preklopno frekvenco in visokim izkoristkom rezultat lastnega raziskovalnega dela, da predložena disertacija v celoti ali v delih ni bila predložena za pridobitev kakršnekoli izobrazbe po študijskem programu druge fakultete ali univerze, da so rezultati korektno navedeni in da nisem kršil a avtorskih pravic in intelektualne lastnine drugih. Podpis doktorskega e kandidata ke: Obrazec RŠZ W: feri.um.si E: feri@um.si T: 02 220 7000 F: 02 220 7272 TRR: 01100 6090106039 ID: SI71674705
Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Smetanova ulica 17 2000 Maribor, Slovenija IZJAVA KANDIDATOVEGA MENTORJA O USTREZNOSTI DOKTORSKE DISERTACIJE Podpisani-a Prof. dr. Karel Jezernik, mentor-ica doktorskemu-i kandidatu-ki, izjavljam, da je doktorska disertacija z naslovom Napredni 50 kva dvosmerni aktivni trifazni IGBT AC/AC pretvornik z visoko preklopno frekvenco in visokim izkoristkom, ki jo je izdelal-a doktorski-a kandidat-ka Jože Korelič, v skladu z odobreno temo, Pravilnikom o pripravi in zagovoru doktorske disertacije ter mojimi navodili in predstavlja izviren prispevek k razvoju znanstvene discipline. Datum in kraj: Podpis mentorja-ice: Maribor, 12.06.2013 Obrazec RŠZ W: feri.um.si E: feri@um.si T: 02 220 7000 F: 02 220 7272 TRR: 01100 6090106039 ID: SI71674705
Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Smetanova ulica 17 2000 Maribor, Slovenija IZJAVA O OBJAVI ELEKTRONSKE VERZIJE DOKTORSKE DISERTACIJE IN OSEBNIH PODATKOV, VEZANIH NA ZAKLJUČEK ŠTUDIJA Ime in priimek doktoranda ke: Jože Korelič Vpisna številka: 95036004 Študijski program: Elektrotehnika Naslov doktorskega dela: Napredni 50 kva dvosmerni aktivni trifazni IGBT AC/AC pretvornik z visoko preklopno frekvenco in visokim izkoristkom Mentor ica: Prof. dr. Karel Jezernik Somentor ica: Podpisani soglašam z objavo doktorske disertacije v Digitalni knjižnici Univerze v Mariboru. Tiskana verzija doktorske disertacije je istovetna elektronski verziji, ki sem jo oddal a v Digitalno knjižnico Univerze v Mariboru. Podpisani a hkrati izjavljam, da dovoljujem objavo osebnih podatkov, vezanih na zaključek študija (ime, priimek, leto in kraj rojstva, datum diplomiranja, naslov diplomskega dela) na spletnih straneh in v publikacijah Univerze v Mariboru. Datum in kraj: Maribor, 12.06.2013 Podpis doktoranda ke: Obrazec RŠZ W: feri.um.si E: feri@um.si T: 02 220 7000 F: 02 220 7272 TRR: 01100 6090106039 ID: SI71674705