Transkripcija

1 Elektrotehniški vestnik 69(3-4): , 2002 Electrotechnical Review, Ljubljana, Slovenija Izvedba energijske rezerve v posredno reguliranem večizhodnem napajalniku Peter Zajec Univerza v Ljubljani, Fakulteta za elektrotehniko, Tržaška 25, Ljubljana, Slovenija E-pošta: peter.zajec@fe.uni-lj.si Povzetek. Članek obravnava problematiko napajanja mešanega bremena, ki ga sestavljajo analogna in digitalna integrirana vezja. Osrednji del je osredotočen na gradnjo napajalnika z bipolarno (± 12 V) in eno unipolarno (5 V) izhodno napetostjo, in sicer s čim manj in poceni vgrajenimi komponentami. V izhodišču članek poda najpogosteje uporabljeni rešitvi, ki pa sta v konkretnem primeru neustrezni, saj bremenski tok digitalnega dela, zaradi sekvenčnega delovanja ali celo izklopa dela digitalnega bremena (sleep mode), zlahka postane nezvezen, t.j. trgan. Omenjeni slabosti se izognemo s predlagano topologijo sekundarnega dela napajalnika s posredno reguliranimi napetostmi, ki učinkovito zmanjša tudi materialni vložek za izvedbo energijske rezerve za čas kratkotrajnih izpadov omrežne napetosti. Ključne besede: analogna/digitalna integrirana vezja, posredna regulacija napetosti, pretvornik navzdol, energijska rezerva Crossover Voltage Control in DC Supplies with Multiple Outputs and Integrated Energy Back-up Extended abstract. The paper addresses problems related to supply of mixed signal systems whose number has been increasing rapidly due to the improved flexibility of µc and DSP solutions both in professional as well as in consumer electronics. Consequently, a great variety of special requirements to be met with in the today s power supplies has emerged. Front-ends of such supplies in general consist of a flyback or forward power stage sharing the same power source, i.e. a net voltage ranging from 90 V to 265 V and 50 Hz to 60 Hz. This power source should for safety reasons be isolated from the output system voltages. The main attention is paid to the requirements of the back-end supply, for which two system voltages are needed in general; a bipolar (± 12 V) and a unipolar voltage (5 V) supplying digital circuits. Here, the main concern is to provide efficient output voltages within foreseen tolerances (± 5 % and ± 2 %). To attain low component count and cost, the crossover control of the output voltages should be introduced. Unfortunately, both conventional solutions (Figs. 1 and 2) have proven to be inefficient; they can be used only for continuous load currents, which is not the case with mixed signal systems, where large load transients can occur due to the sequential operation of digital circuits or even because of its temporary turn-off state (sleep mode). Another design challenge is to avoid short cut-outs of the net voltage without reducing the system functionality. These two drawbacks of the conventional solutions are solved with the proposed topology of the back-end power stage consisting of two buck converters controlled with only one secondary side PWM controller. As a result, the electrolytic capacitor needed for energy back-up is now located on the secondary side thus reducing its voltage ratings as well as its size. Moreover, the proposed supply contributes to minimization of the output voltage dependence on the output current discontinuity. Prejet 20. februar, 2002 Odobren 29. julij, 2002 Key words: mixed signal system, crossover control, buck converter, energy back-up 1 Uvod Funkcionalna nadgradnja električnih izdelkov za široko uporabo (zabavna elektronika, gospodinjski aparati, klimatske naprave) z zmogljivimi mikrokontrolerji in ustreznimi analognimi vezji je v zadnjem času glavni povod množičnejše uporabe enosmernih napajalnikov. Tehnične specifikacije le-teh se razlikujejo predvsem po velikosti izhodne moči in številu reguliranih enosmernih napetosti, medtem ko je večina drugih lastnosti skupna. Tako se npr. napajalniki običajno napajajo iz omrežne napetosti, pri čemer morajo izpolniti dve temeljni zahtevi. Prvič, vhodni del napajalnika mora omogočati priključitev na različna distribucijska omrežja, kar je povod za širok razpon priključne napetosti od 90 V do 265 V (50 Hz/60 Hz). In drugič, napajalnik mora iz varnostnih razlogov vsebovati galvansko ločitev med primarnim - visokonapetostnim in sekundarnim - nizkonapetostnim delom napajalnika. Velikost izhodnih enosmernih napetosti, njihove tolerance in tokovna zmogljivost so odvisne od zahtev sekundarnih bremen, ki jih tvori sestav digitalnih in analognih vezij. Pri večini napajalnikov se zato generira najmanj ena unipolarna napetost za napajanje digitalnih vezij in

2 182 Zajec bipolarna napetost za napajanje analognih vezij. Posebnost mešanega digitalno/analognega bremena je nezvezna obremenitev, ki je posledica sekvenčnega delovanja digitalnega vezja (sekvenčno izvrševanje programa v mikrokontrolerju ali DSP procesorju) ali celo izklopa dela digitalnega vezja (sleep mode). Dimenzioniranje takšnega napajalnika dodatno oteži tudi zahteva po premostitvi kratkotrajnih izpadov omrežne napetosti, ki jih breme ne sme zaznati. 2 Posredna regulacija napetosti s sklopno dušilko Najpreprostejši in poceni napajalnik z več izhodnimi napetostmi temelji na uporabi zapornega (flyback) pretvornika z več sekundarnimi navitji (slika 1). Slika 2. Topologija večizhodnega napajalnika s sekundarno sklopno dušilko Figure 2. Multiple DC supply with forward front end and common choke pljenih tokokrogov tako v intervalu prevajanja kot tudi v intervalu blokiranja močnostnega tranzistorja T1 regulirani posredno. V časovnem intervalu blokiranja (slika 3), ko tranzistor ne prevaja, se dušilka namreč razmagneti prek navitij N 3 in N 2. Slika 1. Topologija večizhodnega napajalnika z zapornim pretvornikom Figure 1. DC supply with flyback at the front end Posebnost te rešitve je v posredni regulaciji dveh izhodnih napetosti, saj je iz slike razvidno, da primarnemu regulatorju posredujemo zgolj informacijo o velikosti izhodne napetosti u 3. Glavna slabost rešitve je občuten vpliv stresanih induktivnosti sekundarnih navitij na iznos posredno reguliranih napetosti [1]. Boljše rezultate omogoča napajalnik, kjer je primarni del napajalnika zgrajen v obliki prevodnega (forward) pretvornika z galvansko ločitvijo in dodatno razmagnetilno vejo (slika 2). Sekundarni del, ki je namenjen generiranju napetosti 5Vin ± 12 V, sestavljajo tri topološko enaka vezja, katerih tokokrogi so medsebojno sklopljeni z dušilko L1 in prek skupnega vira induciranih napetosti (Tr1). Bipolarni napetosti u 1 in u 2 sta tudi v tem primeru regulirani posredno, saj primarnemu regulatorju (PWM cont1) pripeljemo zgolj informacijo o velikosti izhodne napetosti u 3. Toleranca te napetosti je pretežno določena z referenčno napetostjo primarnega regulatorja [2]. Preostali dve napetosti sta zaradi magnetno sklo- Slika 3. Nadomestno vezje sekundarnega dela v intervalu blokiranja Figure 3. Equivalent secundary circuit during blocking interval Ker sta navitji na skupnem jedru, sta njuni inducirani napetosti u N3 = u 3 u D3 (1) u N2 = u 2 u D2 proporcionalni številu ovojev N 2 = u 2 u D2. N 3 u 3 u D3 (2) Podobno kot v intervalu blokiranja sta izhodni napetosti medsebojno odvisni tudi v intervalu prevajanja, ko inducirani napetosti u 20 in u 30 skozi delni navitji poženeta tok. V tem intervalu velja napetostno ravnotežje

3 Izvedba energijske rezerve v posredno reguliranem večizhodnem napajalniku 183 poceni izvedba energetske rezerve, neodvisnost izhodnih napetosti od trganega toka, preprosta tehnološka izvedba. Slika 4. Nadomestno vezje sekundarnega dela v intervalu prevajanja Figure 4. Equivalent secundary circuit during a conducting interval u N3 = u 30 u D6 u 3, (3) u N2 = u 20 u D5 u 2 iz katerega lahko izrazimo velikost inducirane napetosti u 20, s katero dosežemo želeno izhodno napetost u 2 u 20 = u 2 u D2 ( u 30 u D6 u 3 )u D5 u 2 (4) u 3 u D3 pri konstantni izhodni napetosti u 3. Če predpostavimo enak in časovno konstanten padec napetosti na vseh diodah, vidimo, da je pri konstantni napetosti u 3 izhodna napetost u 2 odvisna le od dimenzioniranja obeh magnetnih komponent, pri čemer velja opozoriti, da enačbe (1 do 4) veljajo le za primer zveznega (netrganega) toka v obeh sekundarnih tokokrogih. Omenjeni pogoj je največja pomanjkljivost omenjene topologije, ki postane izrazita pri spremenljivi obremenitvi, kakršni smo priča pri digitalnih vezjih, kjer lahko del vezja izklopimo (t.i. sleep mode). Problem je toliko izrazitejši, saj je ponavadi zaradi ožjih tolerančnih mej napajalne napetosti, ki jih zahtevajo digitalna vezja, direktno regulirana prav unipolarna napetost. Če se želimo izogniti velikim odstopanjem posredno reguliranih napetosti, moramo v tem primeru obvezno uporabiti dodatne t.i. post-regulatorje, kar pa občutno podraži izvedbo napajalnika. Opisana topologija je cenovno neugodna tudi pri krajših izpadih omrežne napetosti (npr. do 0,2 s), med katerimi se zahteva stabilnost izhodnih enosmernih napetosti. To je pri opisani rešitvi mogoče doseči le z gladilnim kondenzatorjem v primarnem enosmernem tokokrogu z dovolj veliko kapacitivnostjo, ki akumulira dovolj energije za delovanje napajalnika tudi pri minimalni omrežni napetosti. Uporaba visokonapetostnih elektrolitskih kondenzatorjev je zato tu neizbežna. 3 Opis predlagane rešitve Pri zasnovi predlagane topologije napajalnika s tremi izhodnimi napetostmi (5 V, 12 V, -12 V) so bila merodajna naslednja merila: Primarni del napajalnika je enak tistemu na sliki 1, medtem ko je sekundarni del (slika 5) sestavljen iz dveh pretvornikov za spust napetosti. Vhodna napetost u 4 sekundarnega dela napajalnika je regulirana s primarnim PWM regulatorjem (PWM cont1) in znaša 40 V. Le-ta se s pretvornikom navzdol (PWM cont2, T1, D2, L1, C1 in C2) pretvori v napetost 24 V, ki je enaka vsoti napetosti u 1 in u 2 na kondenzatorjih C1 in C2. Na tem mestu si zaradi lažje razlage predstavljajmo, da je napetost 24 V regulirana direktno s sekundarnim PWM regulatorjem (PWM cont2), kar pa, kot bomo videli v nadaljevanju, ni res. Poleg tega je na sliki razvidno, da je v središčni točki kondenzatorjev izbran referenčni potencial () izhodne bipolarne napetosti. Simetrijo bipolarne napetosti (± 12 V) dosežemo z balansirnim vezjem, ki ga sestavljata tranzistorja T2 in T3 s pripadajočim prožilnim vezjem in transformator Tr1. Tranzistorja sta prožena izmenično z vklopnim faktorjem D = 0,5 in stikalno frekvenco 75 khz neodvisno od vklopnega razmerja tranzistorja T1 v pretvorniku navzdol. Pri takšnem izkrmiljenju je središčna točka tranzistorjev eno polperiodo na potencialu 24 V, drugo pa na potencialu 0 V, zaradi česar znaša srednja vrednost napetosti v tej točki 12 V. V ustaljenem stanju, ko je dosežena simetrija napetosti u 1 in u 2, je simetrična prav tako tudi primarna napetost Tr1, ki ima amplitudo 12 V. Isto velja tudi za sekundarno navitje s srednjim odcepom, na katerega je priključen polnovalni usmernik za generiranje unipolarne napetosti 5 V. Zaradi zmanjšanja padca napetosti na usmerniških diodah sta tu v vlogi sinhronih usmerniških elementov [3] uporabljena MOSFET T4 in T5, ki sta krmiljena prek pomožnih sekundarnih navitij. Na opisani način bi torej poleg bipolarne napetosti, ki je regulirana direktno s sekundarnim regulatorjem PWM cont2, posredno regulirali tudi unipolarno napetost u 3. Ker pa ima le-ta zahtevane ožje napetostne tolerance (± 2%), je bolj smiselno, da sekundarni regulator direktno regulira napetost u 3. Tedaj je vsota napetosti u 1 in u 2 enaka u 1 u 2 = u 3 u DS u L2, (5) 2 D n kjer je n napetostna prestava transformatorja Tr1 in u DS padec napetosti na sinhronem usmerniškem elementu. Iz izraza (5) vidimo, da je odstopanje posredno regulirane napetosti (u 1 u 2 ) odvisno le od padca napetosti u DS, ki ima nelinearno tokovno napetostno odvisnost in padca napetosti na izhodni dušilki u L2. Padec

4 184 Zajec D1 u 4 C4 T1 PWM_ cont2 D2 L1 u 1 C1 T2 Tr1 R1 u 1 = u 2 = 12 V u 3 = 5 V V=0 u 2 C2 T3 R2 T4 T5 L2 u REF -u 3 D3 C3 u 3 Slika 5. Predlagana topologija sekundarnega dela napajalnika Figure 5. Proposed topology of secondary power stage D12 R14 R11 D11 R15 u 1 u 2 R10 T10 R13 T11 C10 Gate T2 D13 R12 D10 R16 Gate T3 C11 BAL_IN Slika 6. Električna shema prožilnega vezja Figure 6. Auxiliary drive circuit napetosti u L2 zmanjšamo s primernim dimenzioniranjem dušilke, medtem ko je vpliv u DS občutno zmanjšan z uporabo sinhronega usmerniškega elementa, ki ima v prevodni smeri padec napetosti 50 mv v primerjavi s 700 mv klasične usmerniške diode. 3.1 Energijska rezerva Ob kratkih prekinitvah omrežne napetosti se energija sekundarnim bremenom in pretvorniškemu vezju zagotovi iz vhodnega kondenzatorja C4. Takšna rešitev je v primerjavi z drugimi ekonomičnejša, saj je dopustna sprememba napetosti na kondenzatorju C4 zaradi vmesnega pretvornika navzdol večja (od 40 V do 27 V). Kapacitivnost akumulacijskega kondenzatorja je lahko zato manjša, kot če bi opustili vmesni napetostni nivo 40 V in bi energijsko rezervo zagotavljali s serijsko vezanima gladilnima kondenzatorjema C1 in C2. Dodatna prednost opisane rešitve je, da točnost primarnega regulatorja PWM cont1 ni zavezujoča, kar je pri širokem razponu usmerjene omrežne napetosti bistvena olajševalna okoliščina. 3.2 Prožilno vezje balansirnega vezja Delna pomanjkljivost opisane rešitve je uporaba sekundarnega regulatorja s pripadajočimi prožilnimi vezji. Medtem ko je lahko T1 prožen kar z izhodno stopnjo enega izmed množično uporabljenih integriranih vezij za spust napetosti, pa potrebujemo za proženje tranzistorjev T2 in T3 dodatno prožilno vezje. V konkretni realizaciji smo uporabili prožilno vezje, ki ga kaže slika 6. Na vhodu prožilnega vezja je prilagodilno vezje, ki vhodni prožilni signal BAL IN razdeli med spodnjo in zgornjo prožilno vejo. Signal BAL IN z vklopnim razmerjem D = 0,5 je generiran posredno iz obstoječega krmilnega PWM signala za proženje tranzistorja T1 (slika 5). Posamezno prožilno vejo sestavljata zakasnilni člen (RCD), s katerim definiramo mrtvi čas med obema prožilnima vejama, ter izhodni gonilnik (driver). Zener diodi D10 in D11 sta namenjeni zgolj prenapetostni zaščiti elementov v času zagona, ko porazdelitev napetosti med gladilnima kondenzatorjema C1 in C2 še ni definirana.

5 4 Eksperimentalni rezultati Teoretični izsledki opisane topologije sekundarnega dela enosmernega napajalnika so bili potrjeni tudi z opravljenimi meritvami na prototipnem napajalniku s skupno izhodno močjo 10 W. Odvisnost izhodne napetosti v odvisnosti od obremenitve kažeta grafa na slikah 7 in 8, ki podajata procentualno odstopanje napetosti v odvisnosti od temperature okolice. Graf na sliki 7 velja za nazivno obremenitev, medtem ko drugi velja za neobremenjen napajalnik. Razvidno je majhno odstopanje direktno regulirane napetosti (5 V), ki je vedno manjše od zahtevanih ± 2%. Odstopanje posredno reguliranih napetosti je večje, a še vedno pod dopustno mejo ± 5%. 5 Sklep Članek analizira topologijo sekundarnega dela večizhodnega napajalnika s tremi enosmernimi napetostmi. Prednosti opisane rešitve se kažejo v obliki ekonomičnejše izvedbe energijske rezerve in predvsem zmanjšani občutljivosti izhodnih napetosti v odvisnosti od trganega bremenskega toka. 6 Literatura [1] C. Ji, K. M. Smith, K. M. Smedley, K. King, Cross Regulation in Flyback Converters: Analytic Model and Solution, IEEE Trans. on Power Electronics, pp , Vol. 16, Number 2, March [2] Feed Forward Converter SMPS with Several Output Voltages (TDA 4718 and SIPMOS-FET), Siemens application note. [3] S. Deuty, HDTMOS Power MOSFETs Excel in Synchronous Rectifier Applications, Motorola applicaton note AN1520. Slika 7. Procentualno odstopanje izhodnih napetosti v odvisnosti od okoliške temperature - nazivna obremenitev Figure 7. Voltage tolerances vs. temperature at nominal load Peter Zajec je diplomiral leta 1994, magistriral pa leta 1997 na Fakulteti za elektrotehniko v Ljubljani. Leta 1999 je na isti fakulteti zagovarjal doktorsko disertacijo, za katero je prejel nagrado dr. Vratislava Bedjaniča. Zaposlen je kot asistent na Fakulteti za elektrotehniko, Laboratorij za regulacijsko tehniko in močnostno elektroniko. Težišče njegovega raziskovalnega dela je na področju statičnih izmeničnih pretvornikov. Slika 8. Procentualno odstopanje izhodnih napetosti v odvisnosti od okoliške temperature - neobremenjen napajalnik Figure 8. Voltage tolerances vs. temperature at zero load